电磁兼容原理和抑制技术（十）

3.3 减小地回路耦合的控制技术
       借助应用下列一项或多项技术可减小地回路耦合：
● 使信号和/或负载的参考点浮地（不接地）。
● 使用平衡系统，如平衡线路驱动器和接收机。
● 在数据线路中使用光隔离器。
● 在信号电路中使用隔离变压器。
● 在机壳到地通路中安装射频扼流圈，并将各机壳搭接在一起。
● 设备机壳内部使用屏蔽盒接地。
● 在信号引线上使用铁氧体磁珠。

    3.3.1 信号参考点和/或负载参考点的浮地。
     如将图3.6电路绘成图3.10的等效电路，用来说明不平衡系统低频时的地回路耦合。
     图中：ZW=电缆特性阻抗，ZS=信号源阻抗，ZL=负载输入阻抗，其余阻抗均为电阻，则：

在低频下，ZS、ZL>>ZW                                                 
                                          (13)
       则若ZS=ZL，V0/Vi=0.5，则：GLCdB=20Log10V0/Vi=-6dB
       它相当于图3.7中A/t=∞的曲线，且频率达到10MHz之前GLC都是常数。>10MHz后，电路电容和电感的作用就变得重要，特别是当连接电缆长度可与波长比拟时，其特性就和传输线一致，并出现图3.8所示的高频振荡。图3.7中的光滑曲线可用来近似表示GLC的特性，不过特殊应用于预测高频时的地回路耦合是有困难的。

       若图3.6中，使信号端浮地即BA'之间断开，如图3.11所示。这时寄生电容Cp接入地回路电路，在低频时有：
                        (14)
        式中：XC=Cp的容抗，在低频时XC>>ZW
            (14)式表明，V0与ω呈正比，在图3.7的低频段中GLC是按每10倍频程20dB的速率增加，比较(14)式和(13)两式发现，浮地比接地增加了一个衰减系数ZW/XC，在低频时XC>>ZW所以衰减显著。在实际工作中往往不知道寄生电容Cp的值，建议使用（缺席值）A/t=100厘米典型值。

         若图3.6中，使信号端和负载端都浮地即BA'和EF'之间断开，如图3.12所示。为分析简便起见，令Cp=Cp'，在低频时电压Vi被分压为V'。
由于：，
其中：
于是：
                      (15)
      以上给出信号和负载电路两端都浮地的V0计算式(15)，对仅一端浮地的V0计算式可推导得：                          
                       (16)
      对比(16)式和(15)式发现一端浮地V0近似等于两端浮地V0的两倍，所以电路一端浮地时，必须给图3.7、图3.9的曲线额外增加6dB，因为图3.7、图3.9的曲线都是由两端浮地确定的。

        3.3.2 采用平衡系统 
        图3.13表示用来计算平衡系统地回路耦合的两端接地等效电路，其中源阻抗ZS和负载阻抗ZL在两根电缆导体之间被平均分配（ZS/2和ZL/2）。信号源也同样被平均分配为各自导体中的es/2信号源。若图3.13中电路是完全平衡的（也就是说阻抗在两根电缆导体间完全平分），则由Vi产生的V0将为零。但是，实际情况不可能达到完全平衡，所以必须规定允许不平衡的误差范围，误差范围以X表示，X用百分数给出。

      图3.14是图3.13的改进型，表示在允许不平衡的X误差范围内的阻抗分布，为了推导地回路耦合随X变化的表达式，特设下列条件：
ZS=总源阻抗，它被平均分配在两根电缆之间，下式成立：
Z1=(ZS/2)(1±X)；Z2=(ZS/2)(1X        )                 (17)
ZL=总负载阻抗，它被平均分配在两根电缆之间，下式成立：
Z3=(ZL/2)(1±X)；Z4=(ZL/2)(1X )               (18)
在低频时：ZS、ZL>>ZW
由1±X表示的不平衡分布为：
Z1+Z2=ZS；Z3+Z4=ZL                           (19)      
由图3.14得：
                                                             (20)
将(17)、(18)式代入(20)式：
                                                         (21)
         对于信号源驱动一个匹配负载的情况，ZS=ZL=Z，则(21)式变为：
                                                         (22)     
         由此可见，由(17)、(18)、(19)、(20)、(21)式可以产生四种组合列入表3.1。

        由表3.1可以归纳出如下几点：
        1、若X的分布是：Z1=Z3和Z2=Z4，则GLC=0。
        2、当，说明V0的极性发生反转，所以GLC采用dB计算时，X要取绝对值，则：    
                                        (23)
        3、若X的分布是：Z1、Z4=(Z/2)(1±X)；Z2、Z3=(Z/2)(1X    )，其中ZS=ZL=Z，则；

进一步分析和对比图3.7、图3.9，我们发现采用平衡系统的明显优势在于A/t=∞两端接地的低频段 （≦10MHz）和两端浮地的高频段(≦1GHz)；在两端浮地的1MHz相近、＜1MHz低频段比不平衡系统差。从中可以领会到低频地回路耦合的性能取决于平衡系统两条信号线之间的阻抗平衡，而＜1MHz的低频段对阻抗的不平衡尤其敏感，因为这个频段以集中参数为主，由于X=10%要比X=1%下降20dB，所以就不足为奇了。
最后要提到平衡系统因信号端浮地而引入寄生电容Cp时的等效电路图3.15，此电路的低频地回路耦合可表示如下：
                               (24)
        与(20)式相比增加了一个修正项()，其中Zp是两条信号支路的并联阻抗。由于ZW比其它阻抗小所以                                  
                                 (25)
       ZP的值从几十欧~几百欧。ZCp是寄生电容的容抗。Cp的典型值是从几pF ~几百pF。A/t=100cm相当于Cp=8.85pF。所以ZCp的值比较大，如1kHz时18兆欧；1MHz时18千欧，都比ZP的值大，所以(24)式的修正项可以简化为ZP/ZCp。

        图3.16是应用平衡系统的差动放大电路的电原理图，供参考。
        有了上述抑制地回路耦合的基本知识之后，我们再来讨论以下的具体应用就要容易的多。

         3.3.3 隔离器与光纤  

          如果将图3.17与图3.6对应，并在图3.6的基础上，给受害负载放大器输入端安装了光隔离器（有时称为光的耦合器）就变成图3.17了。实质上是，光隔离器在共模电流(Icm)流动的地回路通路中引入了高阻抗。这种高阻抗的引入，起因于光隔离器的输入——输出电容(Ci0)。其值范围可从0.6pF到10pF。3pf的电容在1GHZ具有50Ω的阻抗。
为确定光隔离器对地回路耦合的影响，可使用图3.7与图3.9曲线。这时，用光隔离器的特定Ci0值代替与电容有关的A/t比。若已知Ci0值（通常由生产厂家规定），其等效A/t可由下式确定：
                      (26)
          由方程式(26)确定的该比值与电磁干扰频率可用于图3.7与图3.9，以确定回路耦合。
图3.18说明光纤电缆的应用，由于光纤电缆的电阻率极高，所以实质上也是在共模地回路中引入了一个高阻抗。

          3.3.4 隔离变压器  

          由于普通变压器初、次级绕组之间存在分布电容CW，从而导致地回路耦合的增大。如果采用能减小分布电容CW的隔离变压器，问题就会得到解决。图3.19想说明，只要将虚线框内的变压器换成隔离变压器就可以了。隔离变压器减小分布电容CW的措施是在初、次级绕组之间增设了法拉弟屏蔽层而法拉弟屏蔽层是接地的。因而分布电容CW大大减小。