两种高功率因数开关电源设计方案的比较

0 引言

传统的开关电源整流电路普遍采用不可控二极管或相控晶闸管整流方式，直流侧采用大电容滤波，输入电流谐波含量大，功率因数低，造成了严重的电网污染和能源浪费。目前，解决谐波问题、提高功率因数的主要方法：（1）对产生谐波的电力电子装置的拓扑结构和控制策略进行改进，使其产生较少的谐波甚至不产生谐波，使得输入电流和输入电压同相，达到提高功率因数的目的，如PWM整流技术；（2）在整流桥和滤波电容之间加一级用于功率因数校正的功率变换电路，如有源功率因数校正（APFC）技术。近些年来APFC技术和PWM 技术在中、小功率乃至大功率开关电源中得到了普遍应用。本文以高功率因数开关电源作为研究对象，分析采用APFC技术和PWM 整流技术来提高功率因数的原理，并采用Matlab7.6软件对单相电压型PWM 整流电路和APFC电路进行了仿真及分析比较。

1.1 采用PWM 整流技术的开关电源

采用PWM 整流技术的高功率因数开关电源的结构如图1所示，本文只探讨其中的PWM 整流电路部分。

图1 采用PWM 整流技术的高功率因数开关电源结构

该种高功率因数开关电源设计方案采用PWM整流技术和DSP技术，能数字化地实现整流器网侧单位功率因数正弦波电流控制，比较适合应用于中等功率开关电源设计中。

1.2 采用APFC技术的开关电源

采用APFC技术的高功率因数开关电源，其前级APFC电路采用实际生产中应用最广泛的Boost拓扑结构，负责使交流输入电流正弦化并使其与输入电压同相位，同时保持输出电压稳定；后级DC/DC变换电路采用能实现多路输出的反激式拓扑结构，主要负责调整输出电压，通过DC/DC变换得到所需要的直流电压，其结构如图2所示。

图2 采用两级型APFC的高功率因素开关电源结构

2 单相PWM 整流电路的基本原理

本节采用图1所示的方案，其前级如图3所示，即单相全桥电压型PWM 整流电路，电路采用有4个全控型功率开关管的H 桥型拓扑结构。图3中网侧电感为升压电感，起平衡电路电压、支撑无功功率、储存能量和滤除谐波电流的作用；Rs为滤波电感的寄生电阻；主电路中功率开关均反并联一个续流二极管，用来缓冲PWM 过程中的无功电能。

单相全桥电压型PWM 整流电路的SPWM 调制方法分为单极性调制和双极性调制两种，本文采用单极性调制。

单相全桥电压型PWM 整流器选择响应速度较快的三角波电流比较法作为控制策略。因反馈到电压外环的输出电压含有纹波电压，而纹波电压的存在将导致电流内环的给定电流发生畸变，因此本文采用补偿输出直流电压中纹波电压的方法[4]来减少流入电压控制环的纹波电压，从而改善给定电流的波形。按照以上原理设计的单相全桥电压型PWM整流器的控制系统结构如图4所示。

图4 单相全桥电压型PWM 整流器的控制系统结构

由图4可知，PWM 整流控制系统中需要检测的信号有输入交流电压us、输出直流电压ud以及输入交流电流is.us是闭环控制中相位检测的输入信号；通过比较ud与给定参考电压u*d以及直流侧纹波电压补偿u~d来决定电压外环PI调节器的输出im,并将其与输入电压同步信号sinωt的乘积作为指定电流i*s ;is与i*s的差值决定电流内环PI调节器的输出；最后比较电流内环PI调节器的输出与三角载波，产生PWM 信号来控制开关管的关断。这样，电流PI调节器的输出决定PWM 信号的占空比，使实际输入电流逼近指定电流值。

3 有源功率因数校正技术

本节采用如图2所示的方案，基于Boost-APFC的功率因数校正电路如图5所示。该电路由主电路和控制电路组成。主电路包括桥式整流器、升压电感、功率开关管、续流二极管以及滤波电容等，控制电路包括电压误差放大器VA、电流误差放大器CA、基准电压源、乘法器、PWM 比较器以及栅极驱动器。

图5 基于Boost-APFC的功率因数校正电路

工作原理：APFC主电路的输出电压经电阻分压后与基准电压相比较，误差值输入到VA;VA 输出信号X与输入电压检测信号Y一起输入乘法器，经过平均化处理、放大、比较后，再经过PWM 比较器加到栅极驱动器，产生对开关管VT的控制信号，从而使电感Ls上的电流（即输入电流）平均值始终跟踪模拟乘法器输出的半正弦信号，即跟踪了输入电压波形，并实现了输入电流正弦化，使功率因数接近1,达到校正功率因数的目的。

4 仿真分析

4.1 PWM 整流器电路仿真与分析

采用Matlab7.6对所设计的单相全桥电压型PWM 整流器进行建模和仿真，在Simulink中搭建仿真模型，主电路仿真参数：峰值电压为311V,频率为50Hz,相位为0°，采样时间为0s;Ls=2mH,Rs=0.5Ω，直流侧滤波电容Cd=2 500μF,直流侧负载电阻RL=50Ω；从PowerElectronics中调用Universal Bridge 模块，并将其设置成二桥臂IGBT/Diodes模式，仿真算法设置为可变步长类算法中的ode45算法。

交流输入侧电压与电流的仿真波形如图6所示，可见交流侧电流、电压能始终保持同相，且电流能实现正弦化。直流侧输出电压波形如图7所示，可见0.06s后输出电压稳定在400V左右。

在Powergui模块中对电路进行FFT分析，在Available Signals中进行相关设置后对输入侧电流进行谐波分析，结果如图8所示。由图8可知，总谐波畸变率DTH=0.77%,实现了系统低谐波畸变率的目标，电流谐波得到了很好的抑制。

图8 输入侧电流谐波分析结果

PWM 整流器功率因数波形如图9所示。由图9可知，电路功率因数始终大于0.985,且工作0.03s后功率因数能达到1.

图9 整流器功率因数波形

4.2 单相APFC电路仿真与分析

单相APFC电路采用Matlab7.6进行建模与仿真。图10为APFC电路输入电压和电流波形，可见网侧输入电流由窄脉冲波形变成正弦电流波形，且与输入电压同相位。图11为APFC电路输出电压波形，可见经过60ms的软启动过程之后，输出电压稳定在400V左右，满足设计要求。图12为APFC电路输入电流谐波分析结果，可见除基波外，其余谐波含量均很小。

由图12可知，输入电流DHD为0.256 5.功率因数计算公式为PF=γcosφ，其中r 为基波因子。

由于输入电流与电压基本同相位，即相位差φ 为0,则：

5 结语

采用功率因数校正技术和PWM 整流技术设计了两种高功率因数的开关电源，采用Matlab7.6建立仿真模型。由仿真结果可知，采用DSP 芯片TMS320LF2407设计的前级单相全桥电压型PWM整流电路功率因数大于0.985,并在电路稳定后达到1,大于APFC电路的功率因数0.969;且电压型PWM 整流电路电流总谐波畸变率为0.77%,远小于APFC电路的总电流谐波畸变率25.65%.两者相比，单相全桥电压型PWM 整流器能更好地实现输入侧电流的正弦化和与输入侧电压的同相位，能更彻底地解决传统开关电源电流谐波大、功率因数低的问题，更好地实现绿色电能转换的目标。但是电压型PWM 整流器成本较高，在实际应用中应根据具体需求选择适合的类型。