峰值电流限流的优化方案

从式(4)中可清楚地看到IN-IV由增大L或减少tD来降低。可是高级电源转换器为减少元件尺寸,已倾向于朝着高频化发展。因此,预计L会比较小。另一方面,tD的减少会导致比较器的转换速率增大,这会增加功率的损耗,从而降低整体的转换效率。再者,工作频率有可能超出1MHz,使开关周期达至1ms 。毫无疑问,tD的减少意味着比较器的带宽很高,这在现实中很难实现。由此可以看出,在这种情况下,较小的L会被使用,加上tD也与开关周期相匹配,所以IN将会在工作频率较高时降低。结果,IOUT(CL)会在工作频率较高时明显小于IOUT(CL,DES),并会在低工作频率时维持正常水平。尽管IV可设定为较高值,以确保IOUT(CL)可达到IOUT(CL, DES),但这种超常的设计会为MOSFET带来一些问题。比如说,为了在电流限制模式下处理更多的电流,需要更大的电感和电路板尺寸。前者将会增加整体电路的大小和成本,而后者则会增加电路的生产成本。

图2 电感器电流波形(检测到IL

优化方案

要减少IOUT(CL)的下降,建议使用一个可变的IV来取代一个固定的IV。IV的变化取决于IL(RIPPLE)的平均值：即输出电流IOUT。在电流限制模式下,假如IOUT(CL)由于tD而减少,那么IV将会增加,直至IOUT(CL)达到ILR参考值。这样,IOUT(CL)将不会再受到tD的影响。优化提案的框图如图3所示。当中采用一个低通滤波器(LPF)来均化IL及其输出,并且给出一个误差放大器的ILR参考值。采用一个积分器,通过误差放大器的输出可以产生一个可变IV。结果,I可达到一个令IOUT(CL)与ILR相等的值,而IOUT(CL)也可脱离tD的影响。

图 3 改良方案的模块图

图 4 传统方案的模拟结果

图 5 改良方案的模拟结果

为了说明这个方案,图1中的降压转换器会采用这些配置：L=20mH、COUT=47mF、RL值在2.64W(正常模式)~1.1W(电流限制模式)间转换,并会使用一个tD=100ns的比较器,而IOUT(CL,DES)和IL(RIPPLE)分别是2.5A和0.3A。不过,如果使用传统的峰值电流限制方法,那么式(1)中的IV便会设定为2.35A,传统方法的模拟结果如图4所示。由此可以看到,IOUT(CL)会由于tD的影响而低于2.5A。然而,使用新方法并将ILR设定在2.5A,IOUT(CL)便可如图5所示达到2.5A。于是,传统方法中出现的问题便能够在该方案中解决。