一种基于TDAl6846的新型有源功率校正电路设计

下面简述该电路吸收尖峰干扰脉冲的原理。变压器的初级电感Lp，C和快恢复二极管D构成了一个交流闭环回路。当开关管关闭后，变压器中储存的能量开始释放。由于交流闭环的存在，变压器能量释放形成的浪涌电流被旁路，并形成一个衰减振荡。由于该振荡的耗能作用，使得其振幅和频率降低到电路可靠工作所能容许的程度。利用电荷泵电路完成缓冲功能的好处是既节省了电子元件；又使吸收过程中能量损耗极小，从而也提高了电源系统的效率。

这种APFC电路的突出优点就是结构简单，通过对常规缓冲电路进行合理调整，可以很容易变成具有PFC功能的高性能开关电源。由于电荷泵中的电容C提供了一个高频通路，因此其效能可通过载波频率而确定；也就是说，输入电路的电流波形的相位可通过改变载波频率来校正。

2.2 波形分析

下面用图3波形对PFC电荷泵电路进行分析，图中的电压、电流波形都是以输入交流电压为230 V测定的。

设在t0时刻功率管T导通，其漏极电压Vt由约600 V电平降至O V，由于电感的作用，变压器初级电流Ip同时开始逐步上升。同时由于Vt电压的下跳，通过电容器C传至L，D的连接处P(参见图2)，使该点电压Vp由400 V下跌至一200 V左右。由于Vp变负，使与该点连接的电感线圈中的电流IL开始增加。该电流对电容C充电，并使Vp电压开始爬升。在t1时刻，经由变压器TR初级电感Lp和电感L的充电过程结束，并由控制电路使功率管关闭。这时电压Vt和与Vt相关的Vp再次升高，直至Vp的电压等于电容器Cp上的电压Vcp为止。尽管Vt由于Lt释放能量的原因继续爬升，由于D的箝位作用，使Vp维持电容器Cp电压Vcp之值(约400 V)不变。与此同时，原来给电容器C充电的IL通过二极管D流向电容器Cp，使留在L里的能量转移到了Cp。这样，使电流从输入电压瞬时值较低端向电容器Cp的高电压Vcp流动。

在t1时刻之后，由于D的续流作用，使初级电流Ip沿着Lp，C，D方向继续流动，直至次级二极管导通，变压器开始向次级放电为止(t2时刻)。在此期间，由于Ip的存在，使Vt继续攀升，直至Ip等于零的瞬间，Vt稳定在600 V。在整个的放电区间(t2～t3)，IL逐步减少，但Vp维持原电压不变。

在功率管导通的t0～t1间隔内，是电感线圈L储能的时间，该时间间隔△T越大，L中储存的能量越多，电流的值亦愈大。控制△T的因素有2个：一是次级负载，他和△T成正比关系；2是输入回路的电压值，成反比关系，也就是说输入电压越低，△T的值越大。在△T期间"电荷泵"中电容器C的充电电流Ic也逐步增加，流向和图2所标的方向相反，构成功率管漏极电流的一部分，如图3所示。

由于功率管的开关周期远远小于主回路输入电压整流的包络周期(10 ms)，因此Cp的充电间隔△T很小。即使输入电压Vin过零，对VCP影响很小。因此与一般直接对Vin整流后滤波相比，交流纹波小得多，使得在相同功率下，滤波电容明显减小。

当主回路输入电压接近其包络峰值时，在功率管导通时间间隔t3～t5内的t4时刻，由于充电电压的升高，Vp已经达到其最大值，IC在此时刻停止流动，使It瞬时下跳，其值约等于IC的上跳值，参见图3所示。此时由于电感电流IL的作用使二极管D导通，IL直接给CP充电。在t4～t5期间，由于LP的作用，It再次继续上升；由于没有IC的反向分流作用，It上升斜率略低于t3～t4时刻。在t5时刻，功率管关闭，其后波形变化规律同于t2时刻。这一变化规律与前者不同之处有2点：

(1)It出现2次峰值，t4时刻峰值电流为It(t4)=Ip(t4)一IC(t4)>IP(t4)，式中I4(t4)为负值(见图3)，另一个峰值为IL(t5)=IP(t5)。

(2)在此期间，IL不再每个周期归零，即进入阶段性连续电流状态，这种状态只有在Vin幅度较大时发生。

值得一提的是，该电路中的电感线圈L即使饱和，也不会形成大的充电电流，这主要是由于电容器C对充电电流有限制作用的原因，而且VCP一般都高于输入电压Vin峰值，有效地限制了整流桥的冲激电流，从而也提高了电路的可靠性。

3 电路设计

图4给出了一个实际电路。该电路使用Infineon公司最新推出的TDAl6846芯片。设计的电源电路具有"电荷泵"完成的APFC功能，其工作原理同于前述。电路输入电压在220 V±15％范围，功率可在300 W以下，具有待机省电功能，可广泛地应用于彩电、监视器等设备的开关电源。该电路在设计方面具有如下优点：

来源：21IC电子网