集成开关器的反激式电源的低损耗设计

1）序言

文章介绍如何设计电路，减低采用IRIS40xx系列集成开关器的反激式电源中的空载和待机状态损耗。要达到此目的，可以利用一个根据负载情况转换IRIS器件的工作模式的电路。准谐振模式(Quasi-resonant mode, QR)用在重载情况下，脉冲比率控制模式(Pulse raTIo control mode, PRC)用在轻载和空载情况下。在轻载和空载情况下切换到PRC模式，电路将工作在15-20kHz频率范围，这样空载损耗将从典型的2.5W(230VAC输入)降低到大约0.8W。在空载情况下，准谐振模式会使电路在300-350kHz的频率下工作，这样将导致较高的开关损耗。

2) 待机电路工作过程

图1中的电路是一个采用IRIS40xx集成开关器件的典型单输出反激式电源。该电路与其它应用指南中的不同，它附加了一个在空载和待机情况下可降低运行功耗的电路。附加电路包括Q1/R12/R13/C11/D8，这五种器件组成一个切换电路，控制从辅助绕组B流向IRIS40xx反馈端的准谐振反馈信号的通过或切断。

图1)备有待机电路的典型电源电路设计

这个待机电路的工作过程相当简单，这里将作解释。D3/R5/C4/D4构成一个延时电路，它将从辅助绕组来的准谐振信息反馈到反馈管脚，使IRIS40xx可以探测到所有能量已经从一次侧传到了二次侧，以及漏极电压降到了最低点进行软开关。Q1被安排在这个路径上作一个开关，用来使该反馈信号有效或无效，有效地将IRIS40xx的工作模式从准谐振模式(反馈有效时)转变到低频的脉冲比率控制模式(反馈无效时)。

该电路通过监测辅助绕组的电压来决定两种模式之间的切换时刻。在正常负载下，辅助绕组电压较高，模式切换电路设置在适当水平，使得Q1在这种条件下开通，QR反馈信号/延时电路有效。当电路降到空载或轻载条件下时，辅助绕组电压降到设定水平以下，使反馈/延时电路无效。

R12/R13/D8组成分压器，用来设定待机模式切换电路的切换电压水平。这个切换电压水平由R13和D8上的压降决定。当辅助绕组的电压足够高，电流会流过D3/R12/R13和D8。这令到R12的电压下降，跟着PNP管Q1的射基极之间的电压也下降。当此电压超过0.6V，电流即注入Q1的射基结，Q1便会开通。假如辅助绕组上的电压较低，使得很少或者没有电流通过R12，令R12上的压降(跟着是Q1的射基极间的压降)低于0.6V，Q1的射基结便没有足够的正向偏置，所以Q1不能开通，使反馈延时信号无效。

3)设计步骤

让我们用一个例子来说明怎样设计和实现这部分电路，我们假定其余的电路已根据其他的设计指南设定好了。

首先，让我们拿一个例子，正常设计的Vcc为17V。如果辅助绕组上的整流管用的是诸如1n4148之类的器件，则辅助绕组电压应设计为18V。

这样，在正常负载条件下，X点于能量传送周期时的电压为18V。现在我们想在X点选定一个电压值用来切换工作模式。这显然是低于18V的，因此我们应该挑选比预期的偏置电压要低几伏的电压值，以保证能在轻载时进行切换，但也能在满载条件下启动进入QR模式。让我们选15V(由于来自输出控制电路的反馈电流较大，轻载或空载时的辅助绕组的电压会降低)。

如果我们在X点得到15V，那么Q1的发射极(Y点)的电压将比它低1V，这是因为D3的正向压降V的存在，所以Y点将是14V。当射基结间的电压有0.6V，Q1将导通。因此让我们设定R12为620欧姆，当有968µ 的电流通过R12时，Q1便会导通。这样如果我们想让Q1在Y点为14V时导通，我们可以设定D8的稳压值，并计算R13的电阻值：

在这个例子中，V为14V，I为968µ D8为11V的齐纳二极管，则R13将为2.4k。

这样电路将能够利用负载变化把工作模式切换到低功耗待机状态，负载范围从大于1A到0.05A或更少。

来源：电子发烧友