放大器电气过应力EOS问题分析

图 4 输入过驱动可能会激活 ESD 保护电路图中翻译：

(左图上)VG2无意瞬态、噪声、冲击等(VG2 unintended transients, noise imPULSEs, etc.)

(左图下)VG1 目标线性信号范围VP=2.25.f=100Hz(VG1 intended linear range signal)

(右图下)VG1+VG2 的和可以在峰值激活 ESD 电路(VG1+VG2 sum may activate ESD circuit on peaks)VG2 是与变送器输出信号 (VG1) 结合在一起的计划外瞬态信号。总信号振幅超出了放大器的最大规定输入范围。一个足够强的瞬态信号将会触发运算放大器输入 ESD 电路。位于该放大器非反相输入端前面的电阻限制了产生输入电流的大小。ESD 单元设计旨在极短的时间内安全地传导数安培电流，该传导持续时间不超过几十到数百纳秒。当 ESD 单元在 EOS 事件期间激活时，电流传导的时间取决于 EOS 脉冲或过压特性。这些相同的 ESD 单元一般可持续处理五到十毫安的电流，当占空比下降时可持续处理的电流安培数会大大增加。在这些条件下，它们可能非常安全并且不受过压的影响。在一些应用中，在电源电压施加到放大器以前就出现了输入信号(请参见图 5)。该图是使用 TINA 软件工具和 OPA374 宏模型生成的。如果未将电流限制在一个安全值范围内，则该上电行为就有可能会损坏输入 ESD 保护电路。

图5

图 5 观察上电过程中的 Vin!图中翻译：(右上)在电源斜坡下降时 Iin 过高(Iin excessively high while supply ramps)图 5 中，电源 (VG2) 在 50ms 内从 0V 斜坡上升到 5V。电源开始斜坡上升 5ms 以后，施加一个 3.5V 的输入信号 (VG1) 时便可完成上述过程。这种情况下，输入开始为一个高于正电压轨的电压。这便开启了非反相输入 ESD 二极管。电流从非反相输入端 (AM1) 流出，直到电源和输入端之间的压差低于约 0.6V 为止。若该输入源为低阻抗并且可提供电流，则在电路中几乎对其没有限制。在这种条件下，一个可能产生破坏作用的电流会流经 ESD 二极管。安装串联输入电阻可保护输入电路免受此类损坏。在放大器转换时间内，输入 (VG1) 迅速达到 3.5V。另一方面，放大器转换时输出 (VM1) 达到输入脉冲峰值。在放大器转换时间内，该电路创建了一个较大的输入-输出压差。最初，输入端和输出端之间的差值为 10V。同时，运算放大器内部电路和反馈元件必须在处理这一时间内流入放大器输入端 (AM1) 的电流。当放大器输入经受一个大信号也即快速边缘脉冲(请参见图 6)时，便出现另一种潜在破坏情况。该图是使用 TINA 软件工具和 OPA277 宏模型生成的。在这种情况下，VG1 的信号对输入施加了一个 10V 的峰值矩形脉冲。放大器通过产生一个线性斜坡输出电压来响应该脉冲。放大器的有限转换率(本例而言，OPA227 转换率等于 2V/us)规定了输出电压的特性。

图6

图 6 输入转换期间输入到输入的应力图中翻译：(右上)输入-输出压差(input-output voltage difference)在图 6 所示的转换时间内，在输出达到输入脉冲峰值要求的时间期间存在一个较大的输入到输出电压差。一开始，放大器输入端和输出端之间的压差为 10V。放大器转换至其最终水平后该压差随之降低。由于反相输入一开始便具有与输出相同的电位，因此在两个输入端之间存在 10V 压差。若运算放大器不包括内部输入到输入钳位功能，则破坏性电压电平可能会被施加到输入晶体管的半导体结点上。这是双极输入运算放大器更为严重的一个问题。当前的现代双极输入运算放大器差不多都包括保护钳位电路。一些运算放大器会呈现出输出反向特性，其伴随着输入过驱动(请参见图 7)。这种现象一般被称为输出相位反向。大多数现代运算放大器都不会出现这种现象，但也有一些运算放大器会出人意料地存在这一现象。对于那些具有这种特性的运算放大器来说，一般只有当施加的输入电平超出产品规定的共模电压 (CMV) 范围时才会发生。当运算放大器出现输出相位反向时，需采取预防措施来防止输入被过驱动。

图7

图 7 输入过驱动期间的输出反向图中翻译：(右)输出反向(output inversion)在图7中，放大器输入端 (VG1) 将被驱动至负电源轨以下约 0.5V。输出电平立刻从负电压轨转为正电压轨。由于输入被进一步过驱动，因此输出反向持续时间会更长。即使这可能不会损坏放大器，但其也是一种非理想的条件，如果它是属于机电性质的(即马达、传动器等)，则会给负载带来破坏性的后果。通过在非反相输入和负电源轨之间放置一个小信号、反偏压连接的肖特基二极管就可解决这一过驱动问题。应将一个串联输入电阻包括在内，以限制流经该二极管的电流。开关电源输出可能会包含高频、瞬态能量。即使这些电源中包括了滤波，但输出端上的电压"峰值"仍可在放大器的电源引脚上产生瞬态过压条件。如果电源电压超出放大器的电压击穿极限，则 ESD 吸收器件可能会被触发，从而在电源引脚之间形成一个传导路径。

图 8 电源引脚过压保护图中翻译：

(左)5V 电源电压 1us 瞬态(1us transient riding on 5V supply voltage)

(右上)+5V 电源线 5V 1us 瞬态(5V 1us transient riding on+5V supply line)

(右下)无 TVS 模型时仿真中使用的齐纳二极管(zener diode used in simulation on TVS model available)

A、RLC 电路的输入电流限制(limits input current with RLC circuit)

B、TVS 的输入电压限制(limits input voltage with TVS)利用 RC 或 RLC 电路，您可以保护器件免于电源瞬态(请参见图 8)。使用一个普通的板上 EMI/RFI 滤波器便可完成这项工作。然而，电路的响应会随 RLC 常数和负载特性的不同而呈现出极大的差异。在图 8A 中，简单的 RLC 电路被连接至一个负载电阻。+5V 电源具有 5V 的电压，1us 瞬态，等于 10V 电压峰值。这超出了一些低压 CMOS 工艺的最大电源电压。1kΩ 负载电阻模拟了一个需要约 5mA 电源电流的放大器。从响应可以看到 RLC 电路将该峰值融入到了一个 +5Vdc 电平上的正弦响应。轻微过压不会导致器件出现问题。但是，在许多情况下，同 RLC 电路组合相关的一些未知条件会使电源电压下冲。这会影响运算放大器的输出偏移。虽然运算放大器的 PSRR 将有助于最小化输出偏移的变化，但其也是一个明显的误差。由于太多的变量未知，因此最好不要依赖此类保护。一种更佳、可预知性更高的瞬态抑制方法是在电源线上使用瞬态电压抑制器 (TVS)(请参见图 8B)。TVS 与齐纳二极管相类似，但它是专为承受超大瞬态电流和峰值功率而设计。在单极和双极运算放大器中，TVR Littlefuse 1.5KE 系列均可用于 6.8V-550V 的反向承受电压。10 次 100us 脉冲的峰值功率能力为 1500W。它们是一些具有纳秒响应时间的快速响应器件。一个明显的优势是快速电压钳制特性，其电源电压下冲极少(如果有的话)。图 9 显示了使用外部保护器件的完整 EOS 保护方案。如果您了解每一个运算放大器引脚上所用的内部 ESD 单元，则只要内部器件能够完全保护各个运算放大器引脚就可以去除一些外部器件。

来源：维库开发网