软开关APFC倍频感应加热电源的研究

0 引言

随着功率开关器件的发展，电力电子装置日益小型化和高频化，电气性能大幅提高，但是随之产生的高次谐波却对电网造成严重污染。在电力电子设备中，整流器(AC／DC变流器)占有较大的比例，是主要的污染源。由于固态感应加热电源对于电网呈现非线性特性，从电网中输出的电流就不是标准的正弦曲线。高频谐波电流对电力设施产生过热或其他危害。

Boost电路应用到功率因数校正方面已经较为成熟，对于几百瓦小功率的功率因数校正，常规的电路是可以实现的。但是对于大功率诸如感应加热电源，还存在很多的实际问题。为了解决开关器件由于二极管反向恢复时产生的冲击电流而易损坏的情况，减少开关器件在高频下的开关损耗，本文采用一种无源无损缓冲电路取代传统的LC滤波电路。在分析了软开关电路的工作原理以及逆变模块的分时-移相功率控制策略后，应用Matlab软件进行了仿真，并通过实验结果验证了理论分析的正确性。

1 电源系统整体拓扑

如图1所示，该主电路拓扑主要由整流、软开关Boost功率因数校正、逆变、负载匹配几个环节组成。

单相整流桥输出的直流电压接入无源缓冲软开关Boost电路，本文采取Boost电路取代传统的LC滤波电路。这里Boost电路主要有2个作用：一是提高整流输入侧的功率因数；二是为逆变侧提供一个稳定的直流电压。Boost校正电路输出直流电压加到逆变桥上，逆变桥是由8个IGBT模块组成的单相全桥逆变器，每个IGBT都有一个反并联二极管与其并联，作为逆变器电压反向时续流。逆变器*率器件由控制电路控制脉冲信号驱动而周期性的开关；隔离变压器T的作用是电气隔离和负载的阻抗匹配。一般T为降压变压器，适当改变变压器的变比即可降低谐振槽路中电感、电容上的电压值，并可进行不同的负载阻抗匹配。输出方波电压经过变压器的隔离降压后加到由补偿电容器和感应线圈及负载组成的谐振回路上。

1．1 软开关APFC电路工作原理

图2所示为无源软开关Boost电路、串联电感及无损SNUBBER电路。与普通的Boost电路相比，增加电感L1限制因VD0的反向恢复而产生的VT0开启冲击电流，C2→VD7作为VD0的SNUBBER电路，VD5→VD6→VD7的串联结构和L1→C1→C2之间的谐振与能量转换也有利于抑制VT0的开启冲击电流。

主电路在一个周期内的工作情况可以分为6个阶段：

(1)模式1[t0，t1]：在t0时刻，C0通过电阻R放电，VT0在ZCS状态下开启，C1放电，电流流经C1→C2→L1回路，由于L1的作用，VT0的开启电流逐渐平稳上升。

(2)模式2[t1，t2]：电感L1上的电流逐渐增大，C1放电结束后，电流经过回路L0→L1→VD5→VD6→C2流动。

(3)模式3[t2，t3]：C2被缓慢充电，直至L1能量全部转移过来。最后流经VT0的电流和L0的大小相等，C2充电结束。

(4)模式4[t3，t4]：t4时刻VT0在ZVS下关断，当经过C2-VD6-C1的电压和整流输出电压Vin相等时，C2通过VD7放电，L1的电流经L0→L1→ VD5→C1给C1充电。

(5)模式5[t4，t5]：当C1的电压和Vin相等后停止充电。L1电流经VD5→VD6→VD7流向负载。

(6)模式6[t5，t6]：L1电流衰减到0母线电感电流L1通过VD7向C2充电，当C2电压为0后，流过L0的电流经VD0流向负载C0和R0接着回到模式1。

1．2 后级倍频逆变电路

倍频式高频逆变电源电路如图1右边部分所示。在图中，由VT11～VT41构成第一组逆变桥，由VT12～VT42构成第二组逆变桥，两组逆变桥轮流导通1个谐振周期，每个IGBT器件都以额定负载电流工作。这样，如果IGBT的允许开关频率为f0，则电源的输出频率为2f0。

分时-移相的控制方法是通过调节对角桥臂导通的相位差来调节功率。VT11与VT41之间有一个移相角，满功率的时候，角度为0，分时-移相调功就是通过调节移相角φ的大小实现功率的改变。

2 系统控制策略

控制系统主要采用Altera公司的MAXⅡ系列CPLD芯片EPMl270T144C5和TI公司的TMS320LF2407A型DSP。控制环节由数字锁相环、PWM控制模块、分时脉冲控制模块、DSP移相功率调节环节以及DSP-PFC环节组成。CPLD锁相环模块跟踪负载谐振频率，同时接收DSP输出的数字移相角大小，从而经PWM、分时模块计算输出8路移相触发脉冲。DSP计算负载输出功率，与功率设定值比较，经积分分离PI算法输出移相角度；DSP还要对CCM模式下的软开关Boost电路进行平均电流控制。此外还要实现设置、保护以及显示等功能。

图3  系统控制框图

来源：维库开发网