低边与高边电流检测

然而，高边检测要求检流放大器能够处理接近电源电压的共模电压，这个共模电压根据具体应用而变化：监测处理器核电压时大约为1V，在工业、汽车和电信应用中可能达到数百伏。例如，笔记本电脑的典型电池电压为17～20V，汽车应用中电池电压为12V、24V或48V，电信应用中电压通常为48V。此外，高边电流检测还可能用在更高电压应用中，如高压电机控制、雪崩光电二极管（APD）、PIN二极管以及高压背光LED。因此，高边检流放大器需要解决的一个关键问题是处理高共模电压的能力。

传统的高边检流放大器

在典型的5V供电低压应用中，高边检流放大器可以用简单的仪表放大器（IA）实现。但IA架构有一定的局限性，例如：限制输入共模范围。另外，IA的价格相对较高，而且当共模电压较高时，低压IA无法满足工作要求。由此可见，高压是高边检流放大器所面临的设计挑战。

图3 传统的高边检流放大器

解决这个问题的直接方案是利用电阻分压器按一定比例降低高边共模电压，使其处于检流放大器的输入共模范围内。然而，这种方式增大了电路板尺寸并提高了设计成本，而且无法获得精确的测量结果，以下给出了具体解释。

例如，如果检流电阻两端产生100mV的检测电压，其共模电压为10V。对应于100mV的满量程输出电压为2.5V，要求精度在1％以内。如果我们简单地通过分压电阻将10V共模电压缩小10倍，如图3所示。运放A1配置成差分放大器，很容易处理1V共模电压。而VSENSE（100mV）将按同样比例降低检测电压，提供给差分运放输入的检测电压只有10mV。为了达到2.5V满量程，必须引入额外的放大器A2，增益设置为250。

注意，A1的输入失调电压毫无衰减地出现在输出端，并送入增益为250倍的放大器A2的输入端。因为这些失调电压与检测信号无关，将叠加到A2输入的均方根值（RSS）内，产生等效失调电压。假设两个运放都有1mV的输入失调，等效失调为
(VOS-EQ)2=(VOS_A1)2+(VOS_A2)2
其中，VOS_A1和VOS_A2是A1和A2的输入失调电压。

因此，以上架构在A2输出端产生的误差电压为250×1.4mV=350mV，这只是输入失调的影响。运放的失调电压将造成14％的系统误差。

电阻不匹配对CMRR的影响

第二个主要的误差源源于运放A1的电阻臂公差。A1的CMRR主要取决于R2/R1和R4/R3。即使两个电阻臂的误差为1％，但仍会产生90μV/V的输出共模增益。利用1％公差的电阻，电阻臂的比例变化也会达到±2%，在最差工作条件下，将会产生3.6mV/V的共模电压误差。因此，对于10V的输入共模电压，在A1输出端可能产生高达36mV的误差（电阻臂1％的比例变化会产生0.9mV的误差）。36mV的误差显然是无法接受的，它会造成增益为250倍的A2进入饱和状态。1％电阻臂变化可能产生的放大后的误差电压为0.9mV×250=225mV。

总误差

总误差包括：A1输入失调电压的RSS、A2输入失调电压以及由于电阻误差造成的输出误差电压。如上所示，1％的电阻公差加上10V的共模变化，在最差条件下可能造成36mV误差。总计RSS输入误差电压为
(VTOTAL_OS)2=(VOS_A1)2+(VOS_A2)2 +(VOS_MISMATCH)2

其中，VOS_A1和VOS_A2是A1和A2的输入失调电压，VOS_MISMATCH是1％电阻臂变化引起的输入误差电压。

即使不考虑温度变化的影响，A1和A2放大器的输入失调电压以及1％电阻臂不匹配所产生的总误差也会导致高达1.67mV×250=417.5mV的误差，是满量程输出的16.7％。另外，对于417.5mV的误差电压，等效于417.5mV/25=16.7mV的输入失调误差，这也是设计中无法接受的。

总误差可以通过使用高精度电阻(0.1%)或有失调电压更低的放大器得以改善。但这将进一步增加了外部元件，提高系统成本。

注意，即使没有负载的情况下，分压电阻R4/R3和R2/R1仍然提供了一条对地的供电电流通路。这一低共模电阻对地通路将对电池供电产品造成很大影响，电阻的漏电流会迅速消耗电池能量。

图4 集成高边电流检测放大器的基本架构

专用高边检流放大器

实际应用不仅需要在高共模电压下检测信号，而且还要求非常好的CMRR和低输入失调电压。图4是常见的集成高边检流放大器（CSA），集成在很小的封装内，从而大大缩小了电路板尺寸。采用高压工艺制造这类IC，使其能够处理高达80V甚至以上的共模电压，即使在电源电压低至2.8V的情况下。

在图4电路中，电流流过检测电阻时将产生一个小的差分电压，加到增益电阻RG1上。该电流（与检测电压成正比）为镜像电流，提供一个以地为参考的输出电流，从高边产生所要求的电位差。该电流输出通过一个电阻或电压缓冲器转换成电压信号。