带跳周期模式的高效升压DC/DC变换器

便携式设备应用中，电源的负载通常是变化的，例如对于通信系统中的发射机、微处理器和闪存来说，在工作时需要电源提供很大的负载电流，而在待机状态需要的电流却很小。PWM控制升压DC/DC变换器具有噪音低、重负载时效率高、储能电感和滤波电容的大小容易选取等优点[1]，是目前应用最为广泛的一种控制方式。然而在轻负载情况下，因为工作频率是固定不变的，与频率相关的开关损耗并没有随着负载的减小而减小，因此，PWM控制模式在轻负载下效率较低。

很多文献对PWM控制DC/DC变换器轻负载下的效率提高问题进行了讨论，多数是采用PWM/PFM混合控制模式[2-4]，就是在轻负载时采用PFM模式以提高变换器效率，而在重负载时采用PWM模式。传统的混合模式控制方式的实现方法中将PWM模式控制和PFM模式控制环路分开设计，并在变换器内部引入负载轻重的判断机制，在负载变化时，工作模式自动切换。这种方法可以获得宽负载范围下变换器的高效率，缺点是电路设计复杂，增加了芯片面积和成本。

本文采用一种跳周期模式[5]（Skip Mode）来提高轻载下PWM变换器效率。其基本思想是芯片中引入跳周期模式控制比较器电路，该电路判断负载的轻重，当负载足够轻时，产生SLEEP信号，此时芯片进入低功耗状态，功率MOS管被关断，并且芯片内大部分电路如振荡器、误差放大器、PWM比较器以及各种保护电路等也不再工作，只依靠电容储存的能量维持负载端工作，当能量下降到一定值时，再启动变换器。这样轻负载时功率MOS管的损耗和芯片自身电路的损耗都降低了。

该控制模式的主要缺点是由于开关频率不固定，开关噪声无法预测，同时它也会使输出纹波增大。因此不适合无线通信领域应用，但非常适合在待机状态频繁的场合中应用。
1 芯片系统设计

图1为带跳周期模式的PWM控制升压DC/DC变换器的芯片电路结构框图。芯片系统具有以下特点和功能：跳周期模式、同步整流、峰值电流检测、斜坡补偿、过压保护、过温保护、欠压锁定以及软启动电路等。

芯片在正常工作模式下采用1.2MHz的固定运行频率，允许使用小型低ESR电容器。为了提高轻载下变换器效率，在轻载条件下进入跳周期模式。由于整个系统采用峰值电流模式控制，为了保持峰值电流模式控制的稳定性，设计有斜坡补偿电路。为了进一步提高变换效率，采用同步整流技术，并将功率开关管NMOS和同步整流管PMOS集成到芯片内部。
　　
　　图1中，SW为开关引脚，FB为输出电压的采样反馈端，SHDN为停机引脚，接低电平时关断芯片。芯片内部主要模块包括：基准电压源BANDGAP，为其他电路提供1.25V基准电压和电流偏置；误差放大器EAMP，将输出的反馈采样电压与基准电压进行比较放大；峰值电流阈值设置电路IREG，根据误差放大器的输出，设置电感峰值电流限制ITH，接PWM比较器的同相输入端，在软启动时，根据软启动电路SOFTSTART的输出限制工作电流；PWM比较器，其输出下跳沿关断开关管；环形振荡器OSC，产生电路周期工作的定时信号CLK和斜坡补偿所需的锯齿波信号RAMP；斜坡补偿电路SLOPE_COMP，将采样的电感电流信号和补偿斜坡RAMP叠加，输出VISC接PWM比较器的反相输入端；跳周期比较器SKIP_COMP，使变换器在轻载时进入Skip Mode，降低损耗。芯片中其他电路模块还有包括RS触发器在内的逻辑控制电路CONTROL、功率管驱动电路DRIN、整流管驱动电路DRIP、整流管衬底电位控制电路BODY_CTRL、反转保护电路IR、过热保护电路OTP、输入低压锁定电路UVLO以及输出过压保护电路OVP。NS为集成在芯片内部的功率开关NMOS管，PR为集成在芯片内部的整流PMOS管。

正常负载条件下，在每个振荡周期开始时，RS触发器被置位，从而导通功率开关管NS。当SLOPE_COMP的输出VISC超过IREG的输出VITH时，RS触发器复位从而关闭NS管。通过这种方式，误差放大器设置正确的峰值电流水平以使输出稳压。

2 跳周期模式电路设计原理与实现

2.1 跳周期模式电路设计原理

在负载足够小时，开关变换器进入跳周期模式。在该模式下，一部分开关周期被忽略，即开关管和芯片内部部分电路停止工作，从而达到降低损耗的目的。跳周期模式电路的基本工作原理如图2所示。

在轻负载情况下变换器只有比较稀疏的脉冲群，在脉冲群与脉冲群之间变换器进入空闲（IDLE）状态，开关管和整流管都关断，电路空闲不工作，电感电流为零，通过输出电容上存储的能量为负载供电。随着输出电容的放电，输出电压下降至低于下限阈值电压VTH-时，变换器重新工作，产生一些脉冲群，对负载供电，并对输出电容充电，使得输出电压上升，直到其达到上限阈值VTH+时，又进入IDLE状态。随着负载电流的下降，变换器被忽略的脉冲越多，IDLE时间越长，开关损耗越低。

基于以上原理，设计芯片的Skip Mode控制电路。首先要解决的问题是如何判断轻载。一种简单的方法是直接检测输出VOUT，如果负载很轻，则负载消耗的电流就会小于电感所提供的电流，输出电压VOUT就会相对较高。但是直接检测VOUT并不合算，可以利用EAMP的输出VE信号，当VE偏低时，就证明VOUT偏高，也就是负载轻。另外就是设置Skip Mode控制的上下门限阈值VTH+和VTH-。这可以通过具有双阈值的迟滞比较器来实现。设计的Skip Mode控制电路示意图如图3所示。

电路中迟滞比较器SKIP_COMP的两个翻转阈值分别为VT+和VT-。当负载较轻时，VOUT略有上升，导致EAMP的输出VE下降，当其下降到SKIP_COMP的低阈值VT-以下时，表示负载很轻，进入Skip Mode工作模式。此时，首先将开关管关断，并停止振荡器的工作，然后等待反转保护比较器IR的输出IR负跳变（此时表明电感电流已经全部释放），将整流管关断，并将SLEEP信号置高，进一步关断芯片中其他部分电路。由于开关管、整流管都关断了，输出电容对负载供电，输出电压缓慢下降。直到输出电压下降到VTH-以下，EAMP的输出VE大于VT+，SLEEP信号变低，振荡器恢复工作，其输出CLK正跳沿触发开关管导通，变换器恢复工作，对负载和电容充电，使输出电压上升，直到上升到VTH+，又进入关断模式。

　　2.2 跳周期比较器电路设计

设计的跳周期比较器电路如图4所示。

图4中，VB是由偏置模块产生的偏置电压，VDDA是由内置电源模块产生的稳定电压。电流源P8、P9对R1供电，由P8、P9、R1、N7共同决定翻转阈值VT+和VT-。N7处于关断状态时确定翻转阈值VT-，VT-=R1×I2；N7导通时确定翻转阈值VT＋，VT＋=R1×(I1+I2)。当0ET-时，SKIP为高电位，使SLEEP为高电平，进入Skip Mode控制模式，此时，SKIP0为高电位，N7导通，比较器的翻转阈值变为VT＋；直到输出电压下降使VE上升到VT＋时，SKIP变为低电位，使SLEEP变为低电位，进入正常开关模式，此时N7关断，比较器的翻转阈值又变为VT－。

3 电路仿真

此变换器芯片典型应用电路如图5所示。

用Hspice对系统进行了仿真，仿真结果显示，由于SOFTSTART电路的引入，有效地消除了启动时的浪涌电流。室温、20mA负载、输入电压为3.3V、输出电压为12V时的瞬态特性仿真结果显示输出电压纹波较小，约为6mV。

电路变换效率仿真结果如图6所示，图6(a)是引入了跳周期模式后变换器的效率仿真曲线，图6(b)是未引入跳周期模式变换器的效率仿真曲线。仿真结果显示，负载电流在5mA以下属于轻负载区，这一区域效率比较低，但由于引入了跳周期模式，该段效率下降不算太严重。随着负载的增大，效率曲线呈上升趋势，当负载电流在10mA以上时，是芯片理想工作区域，该段基本保证效率在70%以上。

本文讨论了PWM型升压变换器的设计，并重点分析了升压变换器在轻载下如何通过引入跳周期模式来提高效率。提出的跳周期模式电路设计思想简明，电路实现简单，仿真结果表明在轻载下，跳周期模式变换器可显著提高变换器的效率。该设计对于待机状态频繁的应用具有很好的工程应用价值。