增强PFC段性能的两种简单调整方法

处于下述频率的一个零点：

　　　(2)

处于下述频率的一个极点：

　　　(3)

控制器集成了传导误差放大器(OTA)时，情况就有点不同。这是因为反馈引脚(误差放大器的反相输入)不再是虚接地(virtual ground)。因此，电阻分压器中下部位置的电阻(RfbL)影响了极点频率的表达式。实际上，采用OTA时：

　　　(4)

然而，PFC输出电压的稳压电平通常处于390V范围，而控制器参考电压处在少数几伏的范围。因此，与(RfbU1+RfbU2)相比，RfbL极小；如果RfbU1与RfbU2处在相同范围，或如果RfbU1小于RfbU2，我们就可以考虑：RfbL=RfbU2。事实上，设计人员基于这些考虑因素，能够得出近似Cfb产生的极点频率，即：

　　　(5)

最后，两种配置中都获得相同的极点。

这些条件(RfbU1≈RfbU2)或(RfbU1≤RfbU2)并非限制性条件。相反，满足这些条件是明智之举，因为RfbU1两端的电压及相应的Cfb两端的电压取决于RfbU1值与(RfbU1+RfbU2+RfbL)总电阻值的相对比较关系。这就是为什么它们是现实可行的原因。

如果RfbU1与RfbU2这两个电阻拥有类似阻值，

　　　(6)

如果RfbL=RfbU2：

　　　(7)

最后，如果与RfbU2相比RfbU1极小，我们就获得在控制至输出传递函数中抵消(cancel)的极点和零点。这样，增加Cfb就对环路和交越频率没有影响。如果RfbU1与RfbU2处在相同范围，低频增益就略微增加，交越频率就以跟fp与fz的相同比率增加。事实上，特别是在RfbL=RfbU2时，这个增加的电容并不会大幅改变PFC段的动态性能。

然而，在启动相位期间，这个电容发挥重要作用。当输出电压上升时，Cfb电容也充电。Cfb充电电流增加到反馈电流中，所以稳压电平临时降低。这增加的电流与Cfb电容值成正比，并取决于输出电压的陡峭度，因此，在输出电压快速充电时，这个影响更引人注目。

实际验证

在应用中已经测试了调整方法，反馈网络如下所示：

RfbU1≈RfbU2=470kΩ
RfbL=6.2kΩ

电阻RfbU1两端放置了一个100nF电容。它必须是一种高压电容，因为若我们假定输出电压最大值为450V，它两端的电压可能达到223V。作为一项经验法则(rule of the thumb)，我们选择了100nF电容值，这样，在观测到过冲时，时间常数（RfbU1Cfb）就处在启动时间的范围之内。

图11比较没有时的启动序列(左图)与有Cfb时的启动相位(右图)。这些波特图清楚显示电容的影响。Cfb充电电流人为地增加了输出电压(即图中的Vbulk)充电期间的反馈电流，导致预期的控制信号(Vcontrol)放电。因此就没有观测到输出电压过冲。我们可进一步指明，启动时间未受明显影响。

图11 有Cfb(左图)及没有Cfb(右图)时的启动特性

图12显示了没有Cfb时(左图)及有Cfb时(右图)PFC段对突兀的负载改变(120W阶跃)的响应。我们的案例中(RfbU1=RfbU2)，Cfb产生并不会相互抵消的额外极点及额外零点，且轻微改变环路特性。然而，最重要的是，采用Cfb还是改善了响应，因为较大的输出偏差(Output deviation)使这些负载阶跃类似于启动瞬态。因此，Cfb在这里同样帮助控制电路出现预料中的所期望的电平恢复。

12 没有Cfb时(左图)及有Cfb时(右图)PFC段对负载阶跃变化的响应

结论

本文讨论了如何解决PFC段经常会面对的两个问题。首先，在CrM应用中，零电流检测在高输入线路时精度不高，而当输入线路电压非常接近输出电压时，可能会出现某些不需要的连续导电模式周期，导致一些功率因数退化，及可能出现一些人耳可听到的噪声。能够使用一颗简单的电阻来改善这功能。其次，在启动序列期间，PFC段也可能呈现出过大的过冲。可以在反馈感测网络中放置一颗电容来限制或抑制这过应力。即便是在电源设计的极晚阶段，这两种调整方法都易于实施。