一种1～3 GHz无电感型宽带低噪声放大器设计

随着卫星通信、调频技术等相关技术的发展，对射频前端特别是低噪声放大器的工作频带提出了更高的要求，传统的窄带低噪声放大器越来越受到限制。低噪声放大器位于射频的最前端，根据通道噪声系数的理论，低噪声放大器的增益和噪声系数对整个射频通道的噪声系数起着及其重要的作用。基于CMOS 工艺的低噪声放大器经过多年的发展，其噪声系数及增益都已经达到了很高的水平，但是其大多需要采用无源电感器件来实现。众所周知，基于CMOS 工艺的电感不仅占用较大的芯片面积，而且其品质因数性能也通常不会超过10。同时在一些大规模应用的场合，在管芯的键合、封装时由于键合线的长度不可控、寄生电容不同等原因，传统的片外匹配电路通常会发生较大的变化，电路性能受到较大的影响。

本文设计一种集成度高、匹配方便的宽带低噪声放大器，而基于宽带匹配的pH 甚至fH 级的电感在现有的集成电路制造及键合水平下将是很严重的瓶颈问题。而且运用较多的电感、电容也是其目前不能大规模应用的重要原因，所以研究基于CMOS工艺的无电感型宽带低噪声放大器具有重 要的学术价值和应用价值。

1 结构分析

低噪声放大器是无线接收系统中第一个模块，影响着整个系统的噪声性能和灵敏度等参数。随着超宽带技术的发展，宽带低噪声放大器设计已成为当前设计的一个热点。根据目前国内外发表的相关文献，当前宽带低噪声放大器的结构大致有带通滤波网络匹配和电阻负反馈2 种结构。

带通滤波网络匹配结构主要是基于传统的源级负反馈结构的低噪声放大器，在输入端口处采用带通滤波器来实现宽带乃至超宽带匹配来实现输入S 参数的匹配。在低噪声放大器电路设计时，此结构是窄带低噪声放大器设计中提供阻抗和噪声同时匹配的经典技术。因此，要在宽带内获得良好的输入匹配及平坦的增益，就必须在输入端加入较高阶数的LC带通滤波器以展宽低噪声放大器的工作频带。由于该匹配网络为同频带的带通滤波器，通常需要2 阶乃至3 阶的带通滤波器，这就意味着需要在芯片内部需要多个电感，这就会导致 芯片面积较大。同时，为了达到输入匹配，该结构引入了源级负反馈电感，电感值通常较少，封装参数将会对源级负反馈电感造成很大的影响。该源级负反馈电感一般取值较小，在片实现时很难保证精度，从而影响输入端的匹配。

电阻负反馈型低噪声放大器由于其占用面积小、噪声系数低以及良好的线性度性能等特点，在无电感型宽带低噪声放大器的设计中存在较大的优势。电阻负反馈型低噪声放大器可以提供良好的宽带匹配和平坦的增益。但是其负反馈会导致噪声性能的恶化和最大可用增益的降低，电阻负反馈型低噪声放大器原理图如图1 所示。

图1 电阻负反馈型低噪声放大器原理

在电阻负反馈型低噪声放大器中，输入阻抗由反馈电阻和反馈放大器的闭环增益的比值决定。反馈电阻Rf的值通常远大于源阻抗Rs。因此，为了匹配低的源噪声电阻( 典型值为50 Ω) ，反馈电阻一般在几百欧姆的量级，这一点也加重了噪声指数的升高。在电阻负反馈的低噪声放大器中，反馈电阻直接与输出相连，需要在噪声系数与输入阻抗匹配直接做出一些折中，通常在反馈电阻与输出端口之间增加缓冲电路来减少它们之间的影响，其电路原理如图2 和图3 所示。

图2 传统的负反馈型宽带低噪声放大器

图3 改进的负反馈型宽带低噪声放大器

M2、M3 共同组成源跟随电路，起着隔离输入输出端口，减小反馈电阻与输出电路的作用，同时该源跟随器还起着增大输出驱动能力的作用，其输出电阻为1 /gm2。合理地调节M2 的宽长比及偏置电流，可以使其输出阻抗匹配至50 Ω。

2 电路设计

本文设计的低噪声放大器的完整电路结构如图3所示。该电路为单端结构，共有2 级。其中，M1、RL构成了第1 级的放大电路; M2、M3 为源级跟随器，为宽带低噪声放大器的第2 级，2级电路之间通过电容进行耦合，Vbias为第2 级电路的偏置电压，Rf为反馈电阻，主要起着调整输入电阻作用，同时它和M1 也在很大程度上影响着噪声系数，因此，在电路设计中需要对其阻值进行折中。合理调整反馈电阻Rf及M1 管的宽长比，便可实现良好的输入匹配。M1 栅极的噪声经过主放大电路进行放大，在M1 的漏端的噪声电压与器相位相反，该噪声电压经过源级跟随电路后相位与之前相同，即与M1 的栅极噪声电压极性相反，经过反馈电阻后在M1 的栅极处形成噪声抵消，合理调节共源放大电路与源级跟随电路的增益可以使得主放大电路M1 管的沟道热噪声完全抵消。

图3 改进的负反馈型宽带低噪声放大器

该结构的设计要点如下:

① 在工作频段范围内实现1 ～ 3 GHz 宽带匹配，使其S11<-15 dB;

② 带内增益>14 dB;

③ M1 的沟道热噪声被反馈电路降低，在宽频带范围内实现噪声系数NF<3. 6 dB。通过分析小信号模型和噪声系数，得到该结构的输入阻抗为:

电压增益为:

式中，RNB为源级跟随器的输入阻抗; gm1为M2 的跨导。基于电阻噪声系数分析，电阻负反馈型宽带低噪声放大器主要的噪声来源是M1 管和反馈电阻Rf，它们贡献的噪声能够超过总噪声的80%。其中M1 管的热噪声为: I2 = 4kTγgd0，反馈电阻Rf的噪声为V2Rf = 4kTRf。在电路设计中消耗较小的功率，同时实现尽可能低的噪声系数通常需要相互折中。Thomas H. Lee等人提出了在功耗约束条件下的噪声优化方法，并推导出了器件最优宽度的表达式:

式中，Qsp的值为3. 5 ～ 5. 5，在该范围内噪声的影响很小，Qsp取最佳值4. 5 时，噪声可表示为:

与最佳噪声系数Fmin相比噪声会有稍许增加。在综合考虑噪声系数和匹配效果的条件下折中选择M1 的栅宽尺寸和反馈电阻R1的阻值; M1 的栅宽尺寸主要是根据最小噪声系数原则和偏置电流推导得出，之后根据S11参数和噪声系数对2 个参数进行优化。在确定好这2 个参数的情况下，对宽带低噪声放大器的第一级负载电阻进行优化，选择合适的阻值。在初步完成上述参数的初始值后，对宽带低噪声放大器的整体性能进行优化设计，直至各参数满足系统指标。为了便于后续电路的测试验证，在核心电路后边增加了一级输出驱动电路，该输出驱动电路为源级跟随器，在增大了输出驱动能力的同时可以提供宽带输出匹配。

在进行宽带低噪放的电路设计时，稳定性设计是必不可少的，否则电路容易自激。其稳定性的判据主要是稳定系数K 和"Δ| ，为了得到绝对稳定的网络，必须满足K > 1 和|Δ| < 1。稳定系数K 和|Δ|的表达式如下:

当上面2 个条件同时满足时，低噪声放大器绝对稳定; 如果这2 个条件不能同时满足，低噪声放大器会存在潜在的不稳定和振荡，本文所设计的宽带低噪声放大器的版图如图4 所示。

图4 宽带低噪声放大器的整体版

3 仿真结果分析

在对电阻负反馈型宽带低噪声放大器电路分析与设计的基础上，基于SMIC 0. 18 μm RFCMOS 工艺进行设计，在Cadence Virtuoso 平台上对电路原理图进行设计，并对噪声系数、S11、S21等参数进行了优化设计，仿真优化后得到的LNA 的S 参数、噪声系数的仿真结果如图5、图6 和图7 所示，电阻反馈型低噪声放大器在工作频带范围内提供了较平坦的高增益，在1 ～ 3 GHz 的频带，相应的仿真结果为: S11 <-15 dB，增益>14 dB，并在在整个频带范围内的平坦度较好，增益波动<2. 6 dB，噪声系数<3. 6 dB。

图5 宽带匹配的S11参数

图6 宽带低噪声放大器的带内增益

图7 宽带低噪声放大器的噪声系数

本文设计的宽带低噪声放大器与已经发表文献中的宽带低噪声放大器的性能比较如表1 所示，这些文献均采用0. 18 μm 工艺进行设计，具有一定的比较意义。通过表1 可以看出，本设计中各项参数都达到了较好的性能指标，避免了传统集成电路设计中需要采用电感的缺点，而电感通常在电路设计中占用非常大的面积，本文设计的宽带低噪声放大器省略了传统低噪声放大器设计中的电感，这将在很大程度上减少芯片的面积; 更为重要的是该芯片依靠自身的MOS 管和比例电阻实现了内匹配，避免了大批量应用时由于芯片内部参数受工艺参数影响而造成的外围匹配电路的更改，简化了芯片的应用，在实际的工程应用中具有重要的意义。

4 结束语

本文给出了一种1 ～ 3 GHz 频段的宽带低噪声放大器的设计，电路采用电阻负反馈结构，采用SMIC 0.18 μm RF CMOS 工艺对宽带低噪声放大器进行了优化分析和仿真，结果表明在宽带匹配、通道增益及噪声系数方面都取得了较好的性能，对于宽带低噪声放大器的设计具有一定的参考价值。