一种二极管箝位级联拓扑在直驱风电系统中的应用研究

0 引言

为满足风力发电对高压、大功率和高品质变流器的需求，多电平变流器拓扑得到了广泛关注。变流器采用多电平方式后，可以在常规功率器件耐压基础上，实现高电压等级，获得更多级(台阶)的输出电压，使波形更接近正弦，谐波含量少，电压变化率小，并获得更大的输出容量。多电平变流器具体电路拓扑可分为5类：二极管箝位型、双向开关互联型、飞跨电容型、两电平变流器组合型、单相H桥级联型等。其中单相级联H桥型和二极管中点箝位型多电平拓扑结构简单，控制灵活，近年来在大功率变频调速、无功补偿、大功率稳压电源等方面均有较多的应用;在PWM控制方法中，研究较多的是特定谐波消除PWM调制、多载波SPWM调制、载波相移SPWM调制和空间矢量调制等。

虽然级联H桥型多电平拓扑和二极管中点箝位三电平拓扑的应用已经比较成熟，但是当需要的电平数进一步增加时，前者需要更多的独立直流电源，后者则需要更多的箝位器件并存在电容电压平衡的问题，所以，目前二极管箝位多电平以三电平和五电平为主。因此，将级联H桥和二极管箝位三电平拓扑相结合，则可以利用两者的优势，针对这种结构有不同的控制方法，如消谐波SPWM控制、SVPWM控制等。

本文针对二极管箝位五电平级联H桥拓扑，提出了一种消谐波SPWM和载波相移SPWM相结合的控制方法，通过采用不同相位的三角载波，使二极管箝位五电平H桥能够方便地产生多电平输出，同时使五电平功率单元可以方便地级联在一起。对这种拓扑在永磁直驱风电系统中的应用进行了初步探索，采用18相永磁同步发电机+移相变压器+12脉波整流器+二极管箝位五电平级联H桥，能够进一步提高输出电压和功率等级，为风力发电输出不用升压变压器即可直接并入中压电网提供了进一步的可能性。

1 拓扑结构分析

图1是本文采用的二极管箝位五电平级联H桥拓扑在直驱型变速恒频风电系统中的应用原理图，其中图1(a)为系统结构简图，图1(b)为二极管箝位五电平H桥功率单元原理图。图1(a)中风电机组拖动多相永磁同步发电机，永磁同步发电机为18相电机，共有6组输出绕组，每组绕组间相位差20°，每组绕组分别进入二极管箝位功率单元，共有6个功率单元构成三相逆变器，每2个功率单元进行级联构成一相输出，三相输出通过滤波电感并入电网。图1(b)中，输入为永磁同步发电机的一组三相绕组，经过三绕组移相变压器，移相变压器为DDY结构，匝比为1:1:，副边两路输出的相位差30°，由12脉波二极管整流器整流得到独立的直流电源，其中直流侧电容由两个电解电容串联构成，电容的中点作为二极管箝位功率电路的中点，并且和两个6脉波二极管整流器的中点连接，直流电经过二极管箝位五电平H桥进行逆变，输出单相交流电。由功率单元1、2、3分别和4、5、6级联构成三相输出。

图1的电路结构是二极管箝位三电平和H桥电路的结合。为获得单相九电平输出，二极管箝位型多电平变换器每相需要16个功率器件、56个箝位二极管，三相只需要一个直流电源，但是箝位二极管数量较多，对其耐压要求较高，提高了系统成本，并存在电容电压平衡问题，这给控制和实际应用带来困难。常规两电平级联H桥多电平变换器为获得九电平输出需要同样的功率器件，不需要箝位器件，但是三相共需要12路独立直流电源，需要的独立电源数量较多。图1的电路结构，以两个二极管箝位三电平桥臂构成五电平H桥，再以两个五电平H桥实现单相九电平输出，需要的功率器件一样，每相只需要8个箝位二极管，三相共需要6路独立直流电源，大大减少了箝位二极管和独立直流电源的数量，从而综合了两种多电平电路结构的优势。

图1的拓扑结构可以概括为多相永磁同步发电机+移相变压器+12脉波整流器+三相二极管箝位级联逆变器，其中功率单元的结构为移相变压器+12脉波整流器+二极管箝位五电平H桥逆变器。采用这样的电路结构方便进行模块化设计，能够在常用功率器件电压等级的基础上，进一步提高系统的功率等级和电压等级，随着多相永磁同步发电机应用的不断增加，可以方便地提供多路独立直流电源，电压等级的提高使输出不用接变压器即可并入更高一级的电网成为可能。

使用移相变压器和12脉波整流器构成变流器的输入环节，实现简单，可靠性高，能够在发电机侧获得接近正弦波的电流波形，提高电机侧的功率因数，有效降低电机的损耗;二极管箝位五电平H桥单元构成的功率单元，能够和常规H桥一样方便地进行级联，二极管箝位电路中点与12脉波整流器中点连接，能够有效保持每个功率单元中点电位的平衡，从而降低了控制的难度。输出电压电平数的增加，可以大大降低输出THD和dv/dt，使逆变器功率器件的开关频率进一步降低，从而减小开关损耗，提高系统效率，同时减小输出滤波电感的体积和重量，降低滤波器的成本。

2 控制原理

消谐波SPWM可以直接用于二极管箝位型、电容箝位型多电平电路，也适用于其他类型的多电平结构，载波相移SPWM一般用在级联H桥型、电容箝位型多电平电路。本文针对图1的拓扑结构，采用消谐波SPWM和载波相移SPWM相结合的调制方法，能够较好地应用在二极管箝位五电平级联H桥电路中。

图2是所采用的载波调制原理图，其中图2(a)是a相二极管箝位功率单元级联结构图，图2(b)是载波调制方法原理图，以a相为例进行说明。图2(a)中，二极管箝位五电平H桥功率单元1和单元4级联构成a相输出，假设图2(a)中功率单元1的两个三电平桥臂自左而右分别为桥臂1和桥臂2，功率单元4的两个三电平桥臂自左而右分别为桥臂3和桥臂4，对应图2(b)中，载波uc1、uc2和uc3、uc4分别为桥臂1和桥臂2使用的载波，载波uc5、uc6和uc7、uc8分别为桥臂3和桥臂4使用的载波，ua为a相正弦参考波。载波uc1、ucz和uc3、uc4，uc5、uc6和uc7、uc8为幅值、相位完全一样但位置不同的三角载波，对应功率单元中的每个桥臂，采用的是消谐波SPWM方法，桥臂1、2、3、4之间是载波相移SPWM方法，假设桥臂1的载波相位为0°，则桥臂2的载波相位为180°，桥臂3的载波相位为90°，桥臂4的载波相位为270°，因此图2所示的载波调制方法是消谐波SPWM和载波相移SPWM的结合。以功率单元1为例说明，桥臂1的4个功率器件，S1和S3的驱动互补，S2和S4的驱动互补，ua与载波uc1进行比较作为S1的驱动信号，当ua>uc1时驱动为正，否则为负，同样ua与uc2比较作为S2的驱动信号;桥臂2的4个功率器件，S5和S7的驱动互补，S6和S8的驱动互补，ua与载波uc3进行比较作为S8的驱动信号，当ua>uc3时驱动为正，否则为负，同样ua与uc4比较作为S7的驱动信号。同样道理可以得到功率单元4的驱动波形。分别以三相正弦波作为调制波，即可得到三相二极管级联逆变器所有功率器件的驱动波形。

采用图2所示的载波调制方法，能够结合消谐波SPWM和载波相移SPWM两种方法的优势，前者输出谐波特性较好，后者容易保持各桥臂间的功率平衡。同时采用这种方法能使逆变器在输出九电平的情况下等效载波频率加倍，可以降低器件的开关频率，减小开关损耗，提高逆变器效率，降低输出滤波器的体积和重量。

3 仿真结果

根据以上拓扑结构和控制原理，利用仿真软件PSIM6.0搭建了系统模型。仿真参数如下：每一支路的直流侧电压为±400V，直流侧电容为3400μF(6800μF两串)，功率器件为IGBT和二极管，为简化仿真，输出采用LC滤波+星接阻性负载，L=3mH，C=50μF，R=50Ω;输出电压频率为50Hz，开关频率为3kHz。

以下主要给出三相二极管箝位五电平级联H桥逆变器的仿真波形。图3所示是一相的相电压仿真波形及其FFT分析，从图3(a)可以看出，输出相电压波形为9电平，最高平台电压为1.6kV，图3(b)为对应的FFT分析，可见谐波主要集中在开关频率的4n(n=1，2，3…)倍频率处，也即12kHz的整数倍频率附近，可见采用这种控制方法，使逆变器的等效开关频率提高为原来的4倍。