如何优化长距离DWDM系统的信号链

互联网流量的迅速增加要求运营商继续扩展网络的数据传输容量。密集波分复用(DWDM)技术是实现带宽扩张的一种快捷、灵活且低成本的手段，它可以利用已有的光纤基础设施将网络容量提高到原来的160倍。

然而，DWDM系统十分复杂，如果设计工程师需要对长距离DWDM的功耗、体积、成本和可靠性进行优化，那么必须清楚地了解当前的设计技术以及器件，只有这样才能实现DWDM的全部潜能。

DWDM概述

在传统的长距离光纤传输系统中，数据按某个特定的速率传输。为获得低色散特性，一般采用第二光学窗口(1,300纳米范围)的单波长传输信号；如果要获得低衰减特性，就采用第三光学窗口(1,500或1,600纳米范围)的单波长传输信号。采用时分多路复用(TDM)技术提高速率或者在已有光缆基础上添加更多的并行光纤都可以提高传输容量，但由于后一种方法成本太高，因此增大速率是最合理的途径。

由于缺乏成熟且低成本的高速IC开发工艺，再加上物理光纤介质的局限性，这使得超过40Gbps的商业传输系统至今还不能实现。通过把单波长光纤链路的传输速率从2.5Gbps升级到10Gbps，DWDM可以将网络容量提高160倍，这是通过在不同波长上同时传输多个高速信号来实现的。WDM传输相对于TDM长距离中继网络的另一大优势在于它的“速率透明性”，这是因为在这些系统中强制采用了纯光学功能。这些功能包括光多路复用和解复用、光路放大(OLA)，以及未来用于超长距离链路的光3R再生。因此，原则上链路中不包含为获得更高速率而要求改变光路元件的因素。

DWDM传输系统的基本元件包括光多路复用器、光解复用器以及OLA，或者所谓的掺铒光纤放大器(EDFA)。这些器件用于放大光信号，以补偿由于材料不纯和光解复用器滤波损失造成的光纤衰减(图1)。

光多路复用器将接收到的所有L波段(1,530至1,565纳米)和C波段(1,570至1,620 纳米)的波长合并成一个波长复用光信号。今天的系统已经实现小于0.4纳米的波长间隔，这最多允许约160个可用波长。L和C波段的范围由OLA决定，该器件只能放大来自L和C波段的输入光信号。用于1,300纳米光学窗口的放大器仍在开发之中。

EDFA包括一个工作在980或1,480纳米的激光泵，它可以将电子提高到更高的能量级。如果接收到的光信号波长在L或C波段，那么在发射与输入光信号相同波长的光子后，这些电子将降入低能量级。最终的光放大结果与速率无关。

EDFA的缺点是一些高能量级的电子在降入低能量带时将产生不相干的光噪声。因为DWDM链路通常包含一串OLA，所以这种光噪声会在后面的EDFA中放大，与不带OLA的系统相比，这种累计的噪声将降低接收器的信噪比。此外，这种光学噪声是不对称的，因为它对“高”逻辑电平的影响比对“低”电平的影响大。

根据光多路复用器与解复用器之间的距离，可以将几个EDFA级联，相互之间的典型间距约为100公里。这种方法无需再生电信号就可以构建几百公里的光传输链路。在接收端，光解复用器将输入的波长复用信号转化成与发射端相应的独立波长。这种解复用功能包含非常窄的光滤波器，所以波长间隔越小，设计工作就越大。

除了这些基本的系统元件，DWDM系统可能还包括其它功能，如在光复用之后的光功率放大、色散补偿，或者在光解复用之前的光预放大，以提高系统的性能和扩展链路的长度。

除了透明的DWDM点对点连接外，速率透明网络还需要诸如光分插复用器和光交叉连接器等元件。现有的系统原型能证明这种纯光学功能的可行性，但当今网络设备包含更多的是电子功能，而不是光核心功能。

此外，根据线路长度的不同，在缺乏成熟的纯光学代器件条件下，超长距离点对点连接可能还需要3R再生功能。因此，全光学网络还需要若干年时间才能实现。无论是完整的全光网络还是部分全光网络，网络的线路终端都必须将光信号转换成电信号，因为光领域之外的设备仍依赖于电子通信。

网络终端

用专门的线路终端卡或波长转发器可以实现DWDM长距离点对点传输系统的网络终端，线路终端卡用于新部署的设备。另一方面，如果DWDM必须连接到包含旧光网络接口的现有中央局设备，那么波长转发器是必不可少的。

对DWDM系统而言，有两个特性非常重要：首先，为降低系统成本，不需要电信号再生过程的链路必须尽可能长；其次，系统应该提供高可靠度的数据传输。为提高服务质量和扩展线路距离，可以引入前向纠错(FEC)功能(图2)。

对于纯SDH/Sonet数据，信号帧结构里的备用字节可以实现“带内”FEC功能。FEC功能所需的字节由开销处理ASIC插入帧中，对与协议无关的DWDM系统，则必须采用类似Reed-Solomon这样的“带外”FEC。

然而，除了Reed-Solomon FEC，ITU-T G.709定义的数字封包功能可能会成为一种选择。采用这种方法时，无论速率是多少或采用什么协议，信号都被封装到“超级帧”中。除了用于FEC的字节外，超级帧还包含将载荷发送到目的地所需的地址字节。根据所选择的数字封包概念的不同，数字封包功能的开销还将增加一定百分比的传输速率。无论选择带外FEC还是数字封包器，都需要采用一个额外的IC来支持相关算法，或者将该功能集成到发射器的开销处理ASIC中。

FEC或数字封包处理是在发射信号的低速并行数据流上实现的。因此，并行数据离开这一处理功能后，必须转化成高速串行传输信号。该任务需要一个带片上时钟合成器的串行转换器来产生传输时钟。

减少串行转换器抖动

对于长距离中继网而言，串行转换器产生尽可能低抖动的信号非常重要，这可以通过一个带低抖动外部参考时钟的低抖动集成时钟合成器来实现。在很多情况下，系统参考时钟不仅不能满足这些抖动要求，而且其频率比所要求的低，带外部VCXO或VCSO的时钟发生器可以提供所需的低抖动参考频率。为降低面积和成本，业界正在开发带内部VCO的全集成电路。

由于串行转换器的输出级不能驱动光发射器，因此需要采用驱动器。然而，驱动器将增加抖动，因此驱动器的输入级需要集成一个时序调整触发器以降低数据抖动。通常，来自串行转换器的串行时钟可以提供这种调整功能，但是串行转换器输出与驱动器时序调整输入之间的非理想连接会使时钟信号变差，这又会降低传输信号的抖动性能。因此，时钟调整功能应该是一种可选设计。

另一种可与驱动器集成的有用功能是脉宽修正，它引入了一个预校正来补偿光发射器元件中非对称的上下转换。与减少抖动的措施相配合，这种功能可以优化用于长距离发射器的信号。

最后，串行信号必须转换成特定波长的光信号。为了提供多达160种波长，波长的间隔不能大于0.4纳米。这要求光源具有高精度的波长稳定控制、非常窄的光谱线宽以及低啁啾噪声(由高速调制引起的光谱线跳跃)。电吸收调制器(EAM)或Mach-Zender(MZ)调制器可以满足长距离传输的这些要求，而不需使用直接调制激光二极管。

模块化封装的调制器包含一个珀尔贴(Peltier)元件，该器件通过设定温度将波长调整到特定值，另外还包括一个发射连续光的激光二极管和一个高速电压驱动调制器。激光二极管通常是一个连续波(CW)、分布式反馈器件。珀尔贴通常是一个热电冷却器(TEC)，要求驱动电路能够提供几安培的电流以将CW激光二极管设定到特定温度相关的波长。为了保持调整好的波长不变，温度必须由TEC控制电路精确控制。

如果所有的功能都必须采用功率FET和运算放大器之类的分立元件来实现，整个装置的体积将很大。幸好，现在已经有带功率FET和控制回路的全集成TEC驱动器，这种器件可以用于需要考虑占位面积的场合，如模块和多信道网络接口。此外，DWDM系统还需要波长锁定功能。借助TEC驱动器/控制器，控制单元(Fabry-Perot滤波器)可以将波长控制在误差窗口范围之内。

发射器的另一个重要参数是用户初始定义的光传输功率，即使温度变化或发生老化，CW激光器都必须维持这个参数不变。随着时间变迁和温度增加，CW激光器的特征曲线斜率下降，因此激光器的驱动电路必须设定并维持在一个平均的光发射功率。通过对由CW激光器监测二极管检测到的光电流(与光输出功率成正比)与最初定义的参考值进行比较，自动功率控制回路将保证功率的稳定性。此外，驱动器还应包括一个指示激光二极管使用寿命终结的报警标志、保护激光器安全的下电功能、针对CW激光器偏置电流的监视器，以及激光器偏置电流的最大值和限定光平均功率监测器。另外，低速导频音(pilot tone)对光输出信号的幅度调整很有帮助，在DWDM系统中，该功能有助于频道识别。

与激光二极管不同的是，光调制器通常与50Ω阻抗相匹配，因此调制器驱动器应该用于调制EAM 或MZ器件的高速部分，而不是激光驱动器。调制器驱动器应该针对50Ω的负载进行优化，并提供调制电压而不是电流。EAM器件要求的最大调制电压约为3V。MZ调制器可以提供最窄的光谱线宽，但是需要高达7V的调制电压，而且价格比EAM贵。因此，MZ调制器通常用于超长距离传输。

这两类调制器都需要一个预偏置直流调制电压来优化光调制器的啁啾效应。具有内部预偏置的调制器驱动器只要求驱动器输出与调制器之间连接，该特性省掉了外部电感，而这通常是构建外部偏置网络所需的器件。

通过采用精确的温控电阻更有助于对CW激光器的直流偏置电流、直流预偏置调制电压，以及高速调制电压摆幅进行编程。通过2线串行数据接口设定温控电阻的阻值，片上的温度指数查找表可以支持对这些电阻的温度控制。目前，用于CW激光器的全集成驱动器电路已提供可编程电阻、平均发射功率的输入、偏置电流监测器，以及存储特定发射器数据的内存。

DWDM接收器

DWDM接收器的光信号面临非对称噪声以及光纤衰减和色散等问题，因此与TDM接收器相比，DWDM接收器负担更大。为了增加接收器的灵敏度，通常先采用雪崩光电二极管(APD)，该器件在将光子转换成电子时，通过电压控制雪崩击穿来产生大量的电子。在工作模式下，APD提供的电子比接收的光子多。此时，它需要的反向偏置电压可能高达90V。

必须严格控制反向偏置电压以保持其倍增因子(增益因子M)在温度变化时不变。显然，这需要一个低噪声、低纹波和高精度的电源，它必须从系统板的3.3V或5V电源上得到APD需要的高反向电压。

为保持APD的增益恒定，可以采用珀尔贴元件来控制温度。由于反向偏置电压与温度成一定函数关系，因此通过控制反向电压也能确保增益稳定。一般来说，第二种方法具有更好的成本效益。

系统管理要求检测接收到的信号的平均功率。这能够在APD之后第一个前置放大器级来实现，在此部分，互阻抗放大器(TIA)的积分功能可以检测平均光电流。它与平均光接收功率是成正比的，但TIA器件之间的误差使得这不能成为最精确的接收功率测量方法。一种更好的方法是直接从光检测器的偏置电压源检测平均光电流，这种方法甚至允许检测低于1mA的光电流。

在完成接收二极管的电路后，设计者必须解决OLA产生的光噪声问题。由于它是非对称的，即在逻辑“1”上的噪声比逻辑“0”高，这将显著降低传统接收器的误码率(BER)。其结果是，接收器的时钟和数据恢复(CDR)判定电路必须能够在作出判定之前调整其判定电压的阈值电平。这个调节将信号判定电平从信号眼图开口的中间调整到逻辑0，从而得到相对于判定电平对应的对称眼图开口。

为了成功地实现BER优化，输入信号在CDR以前不能存在失真。因此，在APD与判定功能之间的信噪比变化必须很小。把APD电流转换为电压的前置放大器在整个动态范围内必须保持线性，其后的后置放大器必须提供进一步的线性放大功能。调节判定电压的阈值可以由线性的自动增益控制(AGC)电路来实现，它可以在接收器的整个动态范围内提供恒定不变的CDR输入电压。

设计者也可以通过手动来调整，根据经验或通过自动控制回路测量BER来获得判定电压阈值电平。手动调节对小于2.7Gbps的低速率应用来说具有成本效益，但对10Gbps以上的速率则应该考虑采用自动BER优化方法。如果在CDR和并行转换器后面接收器采用了FEC或数字封包功能，实际的接收器BER可以从该功能中得到，它会考虑接收信号中经过纠正的错误数量。然后，这些错误数量信息可以用来作为控制自动阈值电平调节的反馈回路标准(图3a)。

另一种选择是在前置放大器的输出端调整阈值电平，这要求在整个前置放大器的动态输入范围内放大都是线性的，再加上一个自适应、自动控制的阈值电平，因为前置放大器的输出电压摆幅随接收的光功率而变化。由于输出幅度是变化的，没有其它方法可以替代自动阈值控制电路，可以从FEC或数字封包器的错误计数器输出中得到反馈。

对于在前置放大器输出端自动控制阈值电平的情形，设计者可以采用一个简单的限幅放大器来代替AGC功能，因为AGC的临界回路时间常数可能会使接收器端的设计复杂化，即使那是一个用户可编程的时间常数。在前置放大器后面设置一个幅度判定电路，如限幅放大器，是可以接受的，因为幅度判定阈值电平是由前置放大器的输出端定义的(图3b)。

另一个挑战是获得可靠的信号丢失(LOS)和失锁(LOL)指示，因为不相干的光噪声会产生一定量的光功率。因此，用来识别LOS与LOL的传统功率和频率检测方法必须考虑光噪声特性。

结合差分电流模式逻辑(CML)可以将接收器端和发射器端每个高速串行接口的功耗和信号反射降到最小，即使是在前置放大器到后置放大器的接口处。CML的高频性能得到片上50W小型封装终端电阻的支持。如果采用外部50W终端电阻，其结果将得到相对较差的高速性能，并增加功耗和产生串扰的风险。

作者: Andreas Muehlschein

应用工程师

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