利用幅度均衡器实现50MHz到7GHz的增益均衡

　　　随着高速通信线路发展，人们对于提高通信线路带宽的要求与日俱增。许多贸易公司提供一种单片微波集成电路(MMIC)晶体管放大器(内部匹配50Ω阻抗)，设计用于提供数十倍的频带宽度。尽管这些放大器尺寸小成本低，但仍然存在性能上的局限性，其中潜在的弊端是这些放大器所显现出的增益斜率。目前，众多厂商在为宽带通信方面的应用提供低成本的宽带MMIC放大器，根据增益斜率特性曲线来看，MMIC放大器面临的最大问题是随着频率的提高，增益会有所降低(图1)。幸运的是，我们可以很方便地利用集总或分布式电路为这些器件提供增益均衡器。

　　通常，在相对较窄的频带范围内，我们可以忽略增益斜率。但对于宽频带应用来说，就需要加入相应的增益均衡化。通过元件集总均衡电路，只需要运用最简单的元器件与最小的印制电路板(PCB)空间，便可为宽带宽应用提供令人满意的增益-频率特性。另外，由此均衡器拓扑结构派生而来的均衡电路可将运行频带扩展至8GHz甚至更高。

　　图2所示为常见的均衡器拓扑结构(π型衰减器)。衰减器的拓扑结构即可以是π型，也可以是T型。它的电感与电容(L-C)元件参数的取值可使均衡器在高于所需频带的某个频率上产生谐振。π型衰减器电路中，谐振点可能远低于也可能远高于所需频率。在谐振时，π型衰减器作为旁路，其响应呈现零损耗(理论上)。考虑到回波损耗，理论上将谐振频率设定在所需频带之上，可使电路的增益-频率斜率大于零，从而抵消标准宽频带放大器的负增益斜率。

　　斜率的调整方式有二：改变LC取值(保持一致的谐振频率)或者改变π型衰减器取值。但是在较高的频率时，均衡器拓扑结构存在两个弊端，即PCB布线的寄生现象与非理想的集总元件性能。在1GHz时，笔者发现电路的搭建十分困难并且不能获得正向的增益-频率斜率。但是,以牺牲回波损耗为代价，通过使用更简单实用的均衡器拓扑结构(图3)可减少元器件的数量，从而降低寄生元件、焊盘电容以及非理想元件特性所带来的影响。

　　均衡器的基本结构为一个电阻与LC谐振器串联后接地。而且设置LC谐振频率高于放大器所需频带。谐振点的频率特性取决于电阻阻值，因此较高的阻值(一般大于110Ω)可用于维持适当的宽频带回波损耗。通过改变LC元件参数(保持谐振频率不变)或改变电阻值可有效校正斜率。此拓扑结构经过测定，可成功用于抵消批量MMIC放大器在250MHz频带宽度下的增益斜率。

　　对于高于2GHz的频率来说，不存在如此小值的电感来获得足够高的谐振频率。为了避免频率在2GHz以上时电路布线中的寄生现象与集总元件性能的相关问题，我们选择了集总元件型式的分布式均衡器(图4)，用印刷谐振器可代替LC集总谐振电路，谐振频率决定谐振腔长度，谐振品质因素(Q)决定谐振腔宽度，从而决定均衡器的斜率。此拓扑结构的频率上限受制于电阻取值，而在这样情况下，运用类似低温共烧陶瓷(LTCC)技术等衬底技术使得印刷电阻的应用变为可能。此时必须引起注意的是：微带谐振器在何处接地以及谐振腔长度是否为推荐值。图5所示为该集总元件均衡电路的理想频率特性仿真，其中集总元件电路中S21的频率特性随电阻值的变化而变化。

 通过选定电容与电感的取值使谐振点接近于1.4GHz，可在低于1.4GHz频率范围内产生正的增益-频率响应时。在牺牲了宽频带回波损耗后，电阻阻值过低会导致宽频带内的斜率呈线性。在远离谐振频率的时候，回波损耗基本上由所选电阻和50Ω电阻并联后的阻值决定。较低的阻抗值会削弱回波损耗性能，因此设计人员必须考虑能否接受由此带来的折衷方案。在研究中发现，保持谐振频率接近于1.4GHz时，通过改变电感与电容的取值可调整谐振品质因素(Q)，从而达到改变均衡器的频率特性的目的。图6所示为通过降低品质因数(较高的电感值)改善均衡器的线性频率特性。无论如何，较高的品质因数都会造成补偿斜率的变大，甚至对于较窄的频宽也是一样。更多理想幅度均衡器性能估算请参看“理想均衡器性能计算”。

　　图6所示为理想的(理论)频率特性，即均衡器能提供一个正的增益斜率以抵消图1中放大器在大约1.0到1.3GHz.范围内带来的负斜率特性曲线。借助于计算机辅助工程(CAE)软件工具和利用Agilent公司的先进设计系统(ADS)3套装软件的二维电磁(EM)仿真器(包含不同厂商提所供器件的可用散射参数)，通过结合实际的布局仿真构造出集总元件均衡器模型，对补偿过程进行研究。因此,电路的协同仿真包含了类似配线寄生元件与电感Q值得非理想元件。此仿真中包含电感的散射参数来自Coilcraft4(www.coilcraft.com)，电容的散射参数来自American Technical Ceramics 5(www.atcceramics.com)，放大器的散射参数来自Sirenza Microdevices1(www.sirenza.com)。

　　图7所示为Agilent公司的ADS仿真文件。在这项仿真中，电容取值为2.2pF,电感取值为3.9nH，电阻取值为125Ω。由此决定了谐振频率接近于1.4GHz从而使电路可在1GHz到1.3GHz之间提供振幅均衡。图8所示为均衡电路的性能(由Agilent公司的ADS进行仿真)并且其仿真结果与图6所示的理论响应相吻合。

　　图9所示为Sirenza放大器在其输出端添加与卸载均衡器两种不同状态下的性能曲线。添加均衡器时的增益曲线比卸载时要好，从1.00GHz到1.34GHz(大于频带宽度的29%)时使峰-峰增益变化小于0.2dB。本文描述的Lband集总均衡器是以FR4为衬底，其参数测定结果接近于估算值。本文提到的幅度均衡器的拓扑结构可以是集总式也可以是分布式的。对均衡器进行简化有利于减少电路的寄生现象，并且相对于复合电路来说更容易工作在一个较高的频率。我们已经运用一个集总元件式均衡器(经过仿真)来改善现有的MMIC放大器(图10)的频率特性，笔者正在从事利用分布式电路实现7GHz频段运行的工作。