一种低功耗高动态范围的915MHz无源射频标签

1 引言 

无线射频识别(RFID)技术，是利用无线射频方式在读卡器和射频标签之间进行非接触双向数据传输，以达到目标识别和数据交换的目的．工作于125kHz和13．56MHz等低频频段的标签设计技术已趋于成熟，目前国内外的研究热点主要集中在超高频(UHF)频段和微波频段的无源标签设计以及微波频段的片上天线设计等方面，国内尚未见到有关UHF及微波频段完整标签设计和测试的报道．对于无源RFID标签来说，其最重要的参数就是工作距离，而提高工作距离的主要途径在于降低芯片功耗和电源电压．当标签位于读卡器场区的不同位置时，输入功率的变化范围可达几十dB，因此芯片还必须能够处理动态范围很大的信号．这些都是无源标签设计中的关键问题，也是当前研究的热点问题．本文提出了一种与NCITS一256—1999协议兼容的915MHz无源射频只读标签，通过对射频前端电源电路和解调电路在器件、电路结构等方面的优化，降低芯片功耗并扩大芯片工作动态范围．文中给出了完整芯片的仿真和测试结果． 

2 系统结构 

标签主要由电源恢复电路、解调电路、调制电路、时钟电路、复位电路、偏置电路、数字电路等部分组成．电源恢复电路从电磁场中恢复出直流电压，为芯片供电；解调电路将读卡器发送给标签的射频信号转化为数字基带信号；调制电路通过改变从标签天线端看进去的芯片输入阻抗，达到反向散射调制的目的；时钟电路为数字电路提供时钟信号；复位电路在电源电压上升到可以工作的幅度时产生复位信号，强制数字电路进入一个已知状态；偏置电路为模拟前端各模块提供偏置电流；数字电路负责处理基带信号，进行指令译码，并向读卡器返回标签所存储的信息等． 

3 各电路模块的设计 

3．1 电源恢复电路及调制电路 
电源恢复电路的结构如图1(a)所示．当标签离读卡器较远时，标签接收到的射频信号很微弱，只有几百毫伏．为了在远距离下获得合理的工作电压，电源恢复电路采用了9级Dickson倍压电路的形式．在不考虑寄生效应的情况下，N 级Dickson倍压电路所能获得的电源电压为^[1]: 

式中 N 是倍压电路的级数； V_ρRF 是输入射频信号的幅度；V 是构成倍压电路的二极管上的正向压降．为提高倍压效率，即在相同的射频输入信号幅度下获得更高的电源电压，需要减小 V _f．D．肖特基二极管由于具有较低的阈值电压，一般被使用在标签的电源电路中^[1]．但标准CMOS工艺下不提供肖特基二极管．为了与标准CMOS工艺兼容，在该电源恢复电路中采用了零阈值管和低阈值管．前6级使用栅漏短接的零阈值nMOS管，因为它的阈值电压在衬偏为零的情况下只有0．05V左右．考虑到随着电路级数的增加，零阈值nMoS管源极的直流电压越来越高，衬偏效应越来越显著，使得其阈值显著增加，因此后3级改用低阈值pMOS管．这里对pMOS管的衬底接法作了改进，普通二极管接法的pMOS管其衬底是与源极相连的，而这里将衬底与栅(漏)极接在一起，这对于提高倍压电路的效率有如下好处：当射频信号通过pMOS管向电容充电时，管子的漏极电压低于源极电压，衬底与漏极相连使得衬偏电压为负，从而等效阈值电压降低，V _f．D．减小；另外，在考虑MOS管的寄生电容时，(1)式可以改写为^[2]： 

式中 C_bs ，C_bd ，C_gb曲是Mos管的大信号寄生电容，如图1(b)所示^[3]．当衬底与栅极短接时，图1(b)中的C_bd和C_gb曲都被消除，大大减小了寄生电容，提高了倍压效率．仿真结果表明，当电源负载为5μA 时，获得1．6V 电源电压所需要的射频信号最小输入幅度为230mV，对应的射频输入功率为36μw．当芯片位于读卡器场区的不同位置时，射频信号的输入功率变化范围很大．为保证标签具有较大的工作范围，需要在近场的情况下，使用稳压电路降低芯片输入阻抗，减小标签实际获得的功率，同时将恢复出的电源电压限制在合理的范围内．稳压电路由图1(a)中的M1，D1，D2，D3和R1构成．当电源电压上升到超过3个二极管的阈值电压时，电阻R上的压降开始增大，使得泄流管M1导通，泄放大电流以减小芯片输入阻抗．仿真结果显示，电源电压为1．6V时，稳压电路消耗的静态电流为230nA;当射频信号输入功率小于7．5mW 时，电源电压小于2．35V ． 

UHF频段的射频标签，采用反向散射调制的方式向读卡器返回信号．根据NCITS．256．1999协议^[4]，反向链路的调制方式是ASK．这里通过nMOS管M2的导通和关断来改变芯片的输入阻抗，达到调制的目的，如图1(a)所示．如果像文献^[5]中所述将M2直接接在∨_ANT1和∨_ANT2之间，则芯片输入阻抗的变化最大，可以获得最大的调制深度，但是存在如下问题：在不调制期间，每当射频信号的负半周到来时，即 AN < AN 时，M2漏极和衬底之间的pn结可能发生正偏，带来衬底漏电，降低了倍压电路的功率效率．通过将M2改放在如图1(a)所示的位置，可以克服这个问题．因为在电路达到稳态时，M2的漏极电压对地有接近于∨_DD  的直流分量，即使信号的负半周来到，只要其幅度小于 ∨_DD，那么M2的漏衬pn结就不会发生正偏．当处于调制状态时，M2导通，相当于将倍压电路中位于M2之前的17个二极管接法的MoS管都对地短路，从而获得较高的调制深度，增大了工作距离．M2没有直接接在C_load 。 的两端是为了减小M2放电对于电源电压的影响． 

3．2 解调电路 
在NCITS．256．1999协议中，读卡器向标签发送的信号，采用的是OOK调制方式，信号的波形如图2(a)所示．图2(b)给出了解调电路的结构框图，包括包络检波电路、参考电压产生电路和迟滞比较器三部分．包络检波电路的主体是2级Dickson倍压结构．除了提取信号包络外，电路还对远场下的微弱信号进行放大，对近场下的强输入信号进行限幅，从而提高芯片工作的动态范围． 

参考电压产生电路的结构如图2(c)所示．当标签位于场区的不同位置时，输入信号的幅度差别很大，这里将自动增益控制中常用的峰值检测技术应用于RFID标签，使得参考电压不是一个固定值，而是能够跟随信号强弱的变化而有效地提高动态范围和检测灵敏度．图中的运放和nMOS管M7构成峰值检测电路，当标签进入读卡器的场区时，结点∨peak的初始电压低于包络信号，运放输出电平为高，M7处于导通状态，对电容Cr充电，直到∨peak的电压上升到与包络信号的幅度相同为止，此后M7关断；当长度为lt_ts的OOK信号的下脉冲到来时，包络信号跟随射频信号下降，但由于分压电路的等效电阻与电容Cr所决定的时间常数远大于1μs，所以∨peak点的电压保持包络信号的峰值不变．分压电路产生幅度约为 ∨peak／2的参考电压，用于比较器的判决．分压电路一般由电阻网络构成，为了减小漏电，需要很大的阻值，面积效率很低．而本设计中采用4个二极管接法的MOS管代替电阻构成分压电路，大大节省了面积，并且选取较小的宽长比，可以降低分压电路的漏电流对于∨peak的影响．仿真结果显示，解调电路在1．6V 电源电压下的静态功耗为0．9μw，最小可检测的射频信号幅度小于150mV ． 

3．3 其他电路模块 
时钟电路从解调信号中提取出两路时钟信号CLK1和CLK2，用以控制数字部分的运行．时钟电路的具体结构在文献^[6]中有详细论述．由于电路的主体是一系列基于反相器和电容的延时单元，因此不存在静态功耗．通过选取小尺寸的反相器和控制延时单元的充放电电流，可以降低动态功耗．偏置电路采用了自偏置∨t 参考源^[7]，它所提供的电流不随电源电压而变化，电流源本身的静态电流控制在200nA 以下．上电复位电路在电源电压上升到1．6V左右时对数字电路进行复位．其静态功耗为0．2μ W．数字部分根据NCITS．256—1999协议设计，实现了读标签ID号、防碰撞等功能． 

4 仿真与测试结果 

仿真结果表明，在1．6V 电源电压下，整个模拟前端的静态工作电流为1．6μ A，芯片正常工作所需要的最小射频信号输入功率为45 w，在读卡器发射功率为4W EIRP，标签天线增益为0dBi的情况下，对应的工作距离为7．8m．完整芯片在0．18μm CMOS工艺下流片验证．芯片面积为0．91mm×0．87mm．封装在λ／2偶极子天线上的标签如图3所示．完整芯片采用915MHz、与NCITS-256-1999协议兼容的读卡器进行了测试．测试结果表明，芯片各部分均正常工作，且满足设计要求．图4所示的测试波形分别为射频输入信号、标签解调信号和CLK1信号、CLK1和CLK2信号、读卡器检测到的反向散射信号．为减小示波器探头电容对于测试信号的影响，测试时均采用探头的×10衰减档，因此实际信号幅值是图中波形所示幅值的10倍． 

5 结论 

本文在0．18μm CMOS工艺下实现了一种基于NCITS一256—1999协议的915MHz无源射频只读标签．芯片具有低功耗、大动态范围的特点．测试结果表明，各模块电路的实际工作性能均满足设计要求． 

参考文献 

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[4] Am erican National Standard of Accredited Standards Com ．m ittee NCITS．NCITS 256．1999 
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