新型电信/数据通信服务器的电源设计

电信/数据通信服务器的高密度设计和高可靠性要求对电源设计提出了新的挑战。本文介绍一种50W电信/数据通信服务器电源的设计方案，该方案采用MAX5003电源控制芯片，并利用单管正激变换器的拓扑方案，具有效率高、散热要求低、电压稳定以及性价比高等特点。

现在的电子线路正向高密度和高性能方向发展。面临这种趋势，如何以最为廉价和高效的方式为这些电路供电成为当今电源设计的一种桃战和机遇。本设计采用新一代电源控制芯片MAX5003来设计电信/数据通信服务器电源。该新型电信/数据通信服务器电源在当前可大量用于电信/数据通信，适用于中央办公室、PBX(专用小交换机)、服务器以及任何输入电压需要为36V至72V的其它应用场合，输出功率可在10W到100W之间，甚至更高。

设计思路

对电信/数据服务器的开关电源有三点要求：初、次级之间电气隔离；在很宽的输入电压范围内保持高效率；有足够的可靠性。因此，该类电源也称为可用于电信/数据通信的隔离式开关电源。

以MAX5003芯片作为电源控制器设计本电源。原理图如图1所示，电源技术指标见表1。

该方案简单、成本低，在整个工作电压范围内具有较高的效率和功率密度。图1中的隔离元件是一个脉冲变压器，并在这种拓扑的基础上增加了一个磁芯复位绕组T1-3、4(与初级绕组T1-1、2的匝数相同并紧密耦合)。T1-3、4复位绕组与二极管D5组成复位电路，当每个脉冲工作磁通之后，该电路能去掉变压器磁芯剩磁通，避免因剩磁通累加导致变压器磁芯饱和而损坏功率开关器件Q1。

图2为正激式变换器的拓扑结构。根据图中的变换器结构可知，向次级电路的能量传送发生在功率开关Q1导通时间内，即功率开关Q1导通时，Do1为正向偏置(Do2为反向偏置)，将变压器T1初级能量储存到电感L中。而当Q1截止时，则Do1为反向偏置而续流二极管Do2为正向偏置，并承载了全部电感电流。这样，输出回路中储能电感L中的能量连续传送到负载。此时连接于复位绕组的 DC1导通(当其复位绕组感应电压超过电源电压Vin时)，储存于变压器磁芯的能量返回到输入电源并循环使用。

当电源启动后，控制电路MAX5003由变压器T1初级T1-5、6绕组侧组成的自馈电路供电，使效率提高。本开关电源的开关频率可达250KHz，因此，储能电感L1和变压器T1尺寸可大大减小。变压器T1初次级之间的隔离电压可达1,500V。

脉宽调制控制电路

MAX5003控制芯片是新一代电源控制器，该芯片内部集成了设计电信电源所必需的许多功能，如包含了一个可以加速初始化(软启动)过程的高压启动电路；具有独特的电压前馈补偿功能，使稳压型电信电源的隔离与设计得到很大的简化。

a. 电压前馈补偿功能

电压前馈补偿功能对开关电源来说是一个重要的设计要素，该功能可以迅速响应输入电压的变化，在单个周期内修正占空比，不需要缓慢的电压控制环介入， 从而明显改善输入抑制能力，有助于提高稳定的功率增益。

通过后面的方程式可以简述前馈补偿功能的原理。一个没有前馈补偿的正激变换器的脉宽调制器控制电压和功率增益可分别用方程1和2给出:

方程1：

方程2：

其中d为占空比，Vc为加在脉宽调制器比较器输入端(引脚7)的控制电压，K1和K2为常数，Sr为内部调制斜波的斜率，Vout为输出电压，Vin为输入电压。合并方程1和2得到方程3，即为己知的正激型脉宽调制器增益表达式：

方程3：

在方程3中，注意功率增益级(Vout/Vc)与输入电压Vin有关，即电压输入电源线上的任何快速扰动都会直接影响输出电压Vout。为修正该缺陷以保持输出电压Vout恒定的唯一办法是改变Vc，这又需要多增加变化缓慢的电压型误差放大器。但在具有前馈补偿的系统中，调制斜波的斜率与输入电压Vin成反比，如方程4所示(K3为常数)：

方程4：

将方程4代入方程3，可得一个增益为常数的表达式：

方程5：

从方程5可看出，输出电压Vout与输入电压Vin无关。实际上输入电压Vin的瞬态变化在功率级就被抑制掉，甚至不需要使用输出电压Vout控制环。

b. 占空比的确定

带有复位绕组(变压器T1-3、4绕组)的正激变换器必须将其最大占空比d限制在一定值内，以避免磁芯复位不足造成变压器磁芯饱和。因此，必须在各种情况下满足方程6的条件:

(方程6)：

其中N12和N34是初级组和复位绕组的线圈匝数。经化简可以得到方程7，即为MAX5003提供的最大占空比d的限制条件:

(方程7)：

而实际上，只需要通过对接于MAX5003引脚10(MAXTON功能)的电阻R7设定就可实现。从而设计可满足上述条件(6)式与(7)式。

c. 开关频率的设定

该芯片的4脚通过一只对地电阻来改变阻值，从而可设定为不同的开关频率，图中电阻R3的值为本电源的开关频率250KHz的参考值。

d. 电源欠压锁定

当输入电压降低到预定电压门限以下时电源被禁止，该电压门限由分压器R1/R2设定。

启动电路的设定

MAX5003控制器内含一个高压预调节器，即耗尽型FET三极管预调节器，它的漏极通过芯片引脚1(V+)接至输入电压Vin，从V+引脚馈入功率，使其导通并消耗较大功率。此时该预调节器的作用是使输入电压Vin下降到能够驱动第一个低压差调节器的值内，LDo1输入端由ES引脚引出并通过一小型去耦陶瓷电容C1。

Vdd电压限制器

变压器T1初级偏置绕组T1-5、6的输出经D3整流后送到由R14、Q2和稳压管Z1(稳压值为14V∽15.5V)构成的电压调节电路，可将直接供给芯片的Vdd电压限制在一个安全范围内。

偏置绕组T1-5、6工作在反激变换器模式

偏置绕组T1-5、6工作在反激变换器模式，这与工作在正激模式的功率级正好相反，可以省掉一个滤波电感，节约成本。而反激模式绕组所提供的能量来源于在Q1导通期间储存于变压器T1初级电感中的能量。

启动过程

当开始启动时，由第一个调节器LDo1 产生Vdd电压并接到外部引脚16上，并迫使Vdd端电压高出10.75v，使第一个LDo1被禁止，关断高耗尽型FET预调节器，从而降低芯片的功耗，这对于输入电压Vin比较高时尤为重要。

由连接在Vdd LDo1之后的第二个线性调节器(LDo2) 的输出来产生一个Vcc电压，该Vcc电压是用来给芯片内部逻辑电路、模拟电路和外部功率MOSFET三极管的驱动器供电。该Vcc调节器具有一条锁定线，可以在产生Vcc未稳定时将N沟道功率MOSFET驱动器的输出短路到地。

脉冲隔离变压器T的参数设定

变压器T的参数见表1。变压器电原理见图1所示，各绕组的相位关系由端点的黑点表示。

因该降压高频脉冲变压器是一个隔离元件， 故设计参数时应考虑以下几个指标：

引发功率损耗的初、次级的直流电阻和交流电阻

其交流损耗部分是由于高频趋肤效应与邻近效应及涡流所引起。因此，线圈结构的选择对于这种损耗有很大影响，本设计中选用磁芯结构的规格为EFD20型，其材料为高频铁氧体。

漏感

这是非常关键的杂散参数，它的大小直接影响向次级传送功率的效果，因此必须降低该参数，而低漏感也可降低初级损耗。在本设计中，部分漏感能量被开关管Q1耗散掉。

励磁电感

这是当其它所有绕组端子均开路时从初级端T1-1、2看进去的电感。

输出与反馈电路

RC网络

在变压器次级两端采用RC网络(R13和C12并联)来降低次级输出振荡。

整流二极管的选择

本设计中选用低正向压降的双肖特基二极管D4作为整流管，SBL2040CT型二极管额定电流为20A，反向击穿电压为40V。由于流过D4整流管的总平均电流为10A，其功率耗散为5.5W，需要加散热器进行散热。在输出波形中的负向尖峰电压将被D4吸收。

为降低EMI并提高效率，从变压器T1次级到肖特基二极管D4间的距离要尽可能短。

电容和电感的选择

L1电感量为4.7μh，是一个低串联电阻、低损耗、大电流电感，能传送10A电流。输出电容C7、C13和C14可用钽电解电容或铝解电容，为进一步降低开关噪声，在输出端并联0.1uf陶瓷电容C15。本电路中通过电容的均方根电流约为0.8A，所以能安全地平滑纹波电流。

输出电压的稳定控制

U3(TL431AID)高精度稳压器和U2(MOC207)光耦合器等组成反馈电路，该电路能实现对输出电压的稳定控制。通过接于Vout输出端和TL431基准端之间的分压电阻R11、R12将U3的输出1脚(TL431的阴极)设定在稳定的5V(即将TL431接成为恒压源)，并接于MOC207输入端LED发光二极管的负极，而MOC207输出回路(光敏三极管的c极与e极) 接到芯片MAX5003的CON脚与地。稳压控制过程是：当Vout电压升高时，流过MOC207中LED的电流将增加(即TL431的阴极电流增加)，则光敏三极管的电流Ice增加而Uc电位下降，从而使MAX5003占空比降下来，使Vout输出电压下降，实现了Vout输出电压的稳定。反之，当Vout电压降低时，工作过程相反。

只有该反馈环路稳定时，才能保持Vout输出电压的稳定。因此，本设计利用输出电容的等效串联电阻(ESR)对其后面反馈环路进行适当补偿。其(ESR)最低的计算公式是：

方程8：

ESR允许有±30%的误差。若ESR能满足公式(8)，则反馈稳定控制环节具有较好的相频和幅频特性，即控制环的单位增益交点处的相位裕量可达90°，从而使电源系统有极好的瞬态响应。

根据公式(8)可计算出:

方程9：

对于50mV的峰-峰输出纹波，可以选用ESR为90mΩ的四只330μf电容。而C16补偿电容用来对TL431内部放大器作相位补偿，本设计取0.1μf。

输入旁路电容的估算

输入电路采用C4、C5和C6作为旁路电容，这些电容能对输入正激变换器的纹波电流进行安全平滑，电容的容量可取较大值，本电源取4.7uf。从实践得知，当占空比为50%左右时，流过输入旁路电容的纹波电流为最大，纹波电流I_RMS的计算公式如下:

方程10：

而Ip的计算公式为:

方程11：

对于原理图1，其输入电容器的纹波电流为1.5A_RMS。在设计时，旁路电容C4、C5、C6应放置在紧靠输入的位置，即尽可能靠近变压器T1的1脚，这样能避免高频开关电流流过长导线，产生EMI问题。

电源输出特性

根据测量，该电源在输出电流从0到10A变化时输出电压Vout一直可稳定在4.98V不变，其精度在0.3%内；电源在输出功率为25W时其效率η达到85%，一直到50W该效率都保持不变。

电源的输出电压波形(输出二极管后的波形)比较干净，没有过多的杂波，而且前后沿尖峰小。

虽然该方案设计的电源效率很高，但功率开关管和输出肖特基二极管仍需采用散热器。功率开关管Q1(Ron=0.27Ω)的功耗Pw为4W左右，而肖特基二极管D4功耗Pw为6W。脉冲变压器与输出电感可以采用自然风冷却散热。

本文小结

按本设计方案可开发生产系列化的新型电源产品，与之相比它弥补了砖块密封式模块电源制造过程中散热降温要求高、周期较长、输出电压不灵活而且价格较高等不足之处，从而获得较好的性能价格比。