利用直接变换技术降低WLAN的接收机成本

随着无线局域网(WLAN)连接逐渐普及，相关无线网络通信设备面临着缩小封装尺寸、降低功耗、减少部件数目和降低成本的要求，缩短上市时间的要求也更为迫切。零中频(ZIF)接收机领域取得的进展已经可以满足上述需求，本文介绍零中频接收机设计中需要注意的若干问题及其解决方案。

零中频也称为直接下变频(或自差)结构，它将信息直接变换到传输频带(在接收端则直接从传输频带恢复出信息)，零中频概念早在超外差接收机结构出现之前就诞生了。虽然过去它曾经很难实际应用，但其整体结构简单、零件数目少的优点一直颇具吸引力。零中频结构中存在非常棘手的直流漂移问题。现在，通过结合先进的技术和良好的设计实践，许多问题都已得到解决，从而使零中频结构能够用于单频带和双频带的WLAN接收机设计之中。

零中频虽然解决了接收机必须面对的许多虚假频率问题，但却不得不面对相当严重的直流漂移信号。为了解决这个问题，必须考虑温度和外部因素。由于零中频接收机结构大都在基带进行放大，需要匹配和平衡的自动增益控制(AGC)功能。另一个问题是，发射器中的本振泄漏位于频带中央，并可能干扰邻近的接收机。

零中频接收机

应用零中频技术时，被解调的信号以直流为中心，必须面对实际电路引入的各种外部直流漂移的干扰。待处理的信号中不能含有较大的直流成分，否则无法区分哪一部分直流分量属于有效信号。信号强度的变化范围约为75dB左右，可能比混频器固有直流偏置引入的直流漂移弱20～40dB。但最大的问题是这个直流漂移不是固定的，它可能随时间、电源电压、温度等外部条件的变化而变化，最糟糕的是，它还受到增益变化的影响。这意味着需要采用动态直流补偿来确保它不对有效信号产生干扰。

从邻近表面反射回天线的信号是一个必须补偿的外部因素。根据反射强度和相角的不同，这种途径引起的直流漂移可能相差很大。如果表面是移动的，其中还会包含一个多普勒成分和一个快速变化的衰减成分。此外，邻近表面还会对天线本身的电压驻波比(VSWR)产生影响。如果电压驻波比由于近场加载而发生变化，信号就会反射回到混频级中，进而产生直流漂移。由于这个直流漂移是随时间变化的，交流耦合或直流反馈回路的角频率响应必须快于反射直流漂移的变化。这个频率通常为100kHz左右。在采集时间线中，必须将这个交流耦合的响应时间纳入考虑，采用802.11a协议时尤其如此，因为其报头仅持续16毫秒。

直流补偿问题

对付直流漂移和增益平衡问题的方法有以下几种：

1.避免使用零中频。考虑使用超外差技术，此时直流在通带之外，且信号可只用一个放大器进行放大。
2. 各级都采用交流耦合。
3. 采用带直流反馈的直流耦合(其工作方式与交流耦合有些类似)。

为了使零中频的概念付诸实用，需要付出许多代价。零中频接收机通过天线基本上把整个频谱都接收下来，并经单边带下变频将所需信号变换到基带或零中频频率。随后，它使用低通滤波器来滤出感兴趣的信号，再将其放大并进行检测。合成器与所需信号处于同一个频率，下变频信号以直流为中心。通常，需要的信号必须作为一个直流信号来进行处理，而且必须克服混频器中一个(相对)较大的直流漂移才能正确检出。

此外，基带信号是复信号，包含实部和虚部(I和Q)。这两个信号的大小可能从几毫伏到几伏，必须进行线性放大，同时保持其相对幅度和相位不变。因此，自动增益控制(AGC)电路必须在两个匹配得很好的AGC放大器中处理大范围的增益变化。

零中频耦合选择

零中频有两种耦合方式--交流耦合或直流耦合。

1. 如果射频信号为直接序列扩频(DSSS)或正交频分复用(OFDM)，设计人员可将基带信号进行交流耦合，也可将它们交流放大(参见图1)。这消除了零中频接收机的直流飘移问题。但这种方法有一个困难，它需要的分立电容器数量很大，并且在每一级中信号都需要进出芯片。将这些电容器进行集成是不实际的，因为所需电容的体积较大。如果前置放大、混频器、低通滤波器和AGC放大器都集成在同一个芯片上，并且信号按平衡差分信号进行处理，那么每个交流耦合级需要八个引脚和四个电容器。按照这种方法，至少需要两个交流耦合级。

2. 直流耦合接收机。直流漂移的消除既可通过前面所示的电容器完成，也可通过实现同一功能的直流反馈技术(参见图2)来完成。这两种方式都具有高通的频率特性。直流反馈技术的优势在于信号不必传输到芯片外部，而且无需任何分立电容。

典型的频谱都包含有许多幅度差别很大的信号，因此接收机的输入级应该有具有较宽的动态范围。在这个频谱上，所需信号的频率或高或低。在频带缩减到仅仅包含感兴趣的信号之前，所有的信号处理工作都必须针对信号环境的整个频谱范围。之后，便只需处理有效信号的动态范围了。如果这个信号可以被交流耦合和硬限制(hard-limited)，处理起来便会很容易。但是，对一个信号的I分量和Q分量分别进行硬限制将破坏该信号的相位和幅度特性。由于基带信号需要线性放大，因此必须通过一组相互匹配的具有跟踪增益控制的I、Q放大器来进行放大。

此外，由于零中频接收机没有中频级，因此不存在使其覆盖很宽信号频率范围的问题。主要的限制因素是预选滤波器和射频放大级的带宽，以及本振的调谐范围。掌握了这一点，零中频就可很容易地覆盖多个频带。

集成电路技术能做到放大器的严格匹配，使它能够完成自动增益控制工作。这些放大器必须在一个很宽的增益控制范围内在增益和相位上相互匹配。此外，对于分组通信，增益控制还需要快速实现。例如，IEEE 802.11a的报头长度仅为16毫秒，自动增益控制和直流补偿必须在这段时间内建立起来。

低通滤波器问题

低通滤波器是零中频接收机中唯一的信道选择器件，接收机的所有带内选择都在这个滤波器中实现。低通滤波器必须处理好本振泄漏和来自混频器的射频信号。例如，802.11a信号所需低通滤波器的通带为8MHz，而本振泄漏为5.3GHz，几乎高了30倍，因此如果零件的自谐振频率低于这个频率，五极点巴特沃斯滤波器就不能满足要求。如果滤波器是有源的，它将含有一个具有增益带宽功能的增益部件。如果泄漏信号的频带等于或大于放大器的增益频带，滤波器仍将无法获得理想的响应。

此外，如果要舍弃频率超过放大器转换率极限的大幅度信号，结果将会导致严重的畸变和交调。因此，可能需要一个无源的集总元件滤波器或将无源和有源滤波器结合起来利用。

低通滤波器的输出信号中将含有感兴趣的信号，此外还有噪声和残留的信道外信号。在纯零中频情况下，感兴趣的信号占主要部分，无需再进行额外的滤波。这个感兴趣信号的幅度可以从-95dBm变化到-20dBm(取决于天线情况)，因此必须适应±75dB的动态范围。这可以通过使用一个不带任何前置放大的18位A/D，或是采用60dB的AGC放大和一个8位A/D来实现。在实现高位数的A/D与满足平衡AGC放大器的需求之间需要进行折中。如果在A/D变换之前需要进行额外的滤波，则必须通过提高A/D的分辨率来实现更大动态范围。通过采用更高的A/D分辨率，既能减轻AGC放大器的总体负担，又可放宽A/D之前的滤波要求，在这里可以作出一个折中。

自动增益控制放大器工作在基带上，因此它们分别位于I、Q分量的路径上，必须具有相同的特性。即它们一起接受控制，而且在整个工作范围内相差不能超过1dB。这些放大器的相位偏移必须在整个控制范围内匹配，不过，对此要求并不强烈，因为它们的带宽可能比信号的带宽要宽得多。

零中频接收机在某些方面可以超越传统的超外差式接收机。它不含有SAW滤波器(其群延迟将使信号发生畸变)，但另一方面，没有了高性能的SAW滤波器，也就意味着零中频接收机的邻道抑制能力减弱了。此外，除了直流漂移之外，零中频接收机受虚假频率的影响大大增强了。不过，它的功耗稍微高了一些，因为需要利用先进的电路技术来解决零中频面临的一些问题。在元件数目方面，零中频结构具有巨大的优势，参见图3。

在零中频技术中，为了取得必要的I/Q增益和相位平衡，以支持54Mbps OFDM的高误差矢量幅度和信噪比需求，需要采用先进的电路设计，包括通过内部校准来处理信号损伤。

双频带零中频接收机

图4所示的双频带接收机中，2.4-GHz ISM和5.2-GHz U-NII两个频带互补。对于这种接收机而言，最佳的通用接收机技术就是采用一个通带尽可能窄的滤波器，并使它尽可能靠近天线(在产生任何增益之前)。如果接收机必须覆盖某个频带，那么这个频带就是预选滤波器所需的带宽。如果接收机必须覆盖两个单独的频带(例如在ISM和U-NII中)，那么接收机可以在两个分别覆盖不同频带的滤波器之间切换，也可以将滤波器分割成两个通带。这种情况也要求合成器在两个频带之间切换。对于没有切换功能的合成器，从U-NII切换到ISM频带将需要一个额外的调谐范围。这可以通过一个控制电容或电感变化的压控振荡器元件开关来实现。

零中频接收机没有镜像频率问题，因此在理论上接收机的动态范围很宽，因为它能接收更多的带内信号能量和谐波，故在输入频带可能会存在很低阶的交调乘积项。

作者简介：

CarlAndren是Intersil公司的高级系统工程师。他持有史蒂文斯理工学院的电子工程学士学位、约翰-霍普金斯大学的电子工程硕士学位和佛罗里达理工学院的MBA学位。

Email: candren@intersil.com。