正交解调器简化直接转换接收器的系统设计

与以往相比，下一代无线系统的基站接收器必须以更低的成本实现更高的性能。而直接转换接收器正是解决这对矛盾的理想方案。虽然这个方案在过去也曾被用于不同的设计中，但其性能受到包括解调器在内的现有硬件的限制。幸运的是，随着商用集成电路（ic）正交解调器性能的改善，使直接转换接收器设计成为传统超外差接收器架构之外的另一可行的选择方案。

想要更好地理解直接转换的优势，只要通过与超外差系统的接收器方案进行比较就一目了然了（图1）。超外差系统接收器方案因其高选择性和灵敏性而被普遍采用。在超外差接收器中，接收到的rf信号先经首个rf预选滤波器滤除频段外的信号，然后通过低噪声放大器（lna）放大。位于lna输出端的第二个rf预选滤波器提供额外的过滤以削弱镜频中的干扰信号。通过将降频转换混频器与本机振荡器（lo）相联，处理过的信号被转换成较低的中频（if）。if必须足够高才能使镜像频道降至滤波器的停止频段内。出于对镜频抑制的考虑，if应为载波频率的10% 附近。rf预选滤波器能去除频段外能量，拒绝镜像频段信号。超外差接收器在if和基带级执行频道过滤功能，对这些元器件提出非常高的动态范围要求。

针对基站的超外差接收器，固定增益lna常被用于接收信号的最初放大。包括噪声在内的整个通带频率转换成固定if。虽然仍需要一个高lo功率（大于+10dbm）来驱动这一混频器，但为了降频转换，无源（二极管）混频器还是最常用以满足高线性和低噪声动态范围要求的混频器。由于无源混频器的典型特点是lo至if的隔离性差，这使得接收器if部分的lo过滤变得复杂化。在混频器的if输出端，有用信号频道处于if频道选择滤波器的中心位置，此滤波器用于去除无用的相邻频道或相隔频道。

紧随if频道选择滤波器之后，可用频道经可变增益放大器放大后，解调到基带中进行信号处理。高品质因数（q）的if频道选择滤波器让可用信号顺利通过，将包括振幅较大的备用频道信号在内的无用信号排除在外。然而，这样的选择滤波器非常昂贵，不合理地提高了超外差接收器的成本。此外，高q滤波器的插入损耗通常很高，需要lna和混频器级的额外增益以抵销滤波器损耗和降低vga噪声指数。

由于在基站接收器中lna增益固定，混频器必须达到很高的线性度才能满足系统严格的动态范围要求。此外，if频道选择滤波器拥有能精确调整到所需频道带宽的频率响应功能。if频道选择滤波器的不灵活性限制了接收硬件，使后者只能适应单一的rf标准。由于无线通信标准的多样性，新型接收系统必须在用于支持某一种标准的有限成本预算下，实现无缝有效地支持不同标准。

直接转换接收器架构能实现超外差设计的目标，但结构远不需要像后者那么复杂（见图2）。在这一系统中，接收的信号经过首个rf预选滤波器后，由固定增益lna放大。随后，rf信号直接降频转换成同相（i）和正交（q）基带信号而无需加入if级。由于没有镜频，二次rf预选过滤的要求无需像第一次那么严格。实际上，价格便宜的rf带通滤波器能阻止频段外的强信号使i/q解调器超负载。[如果没有这个滤波器，强频段外信号将导致带内二阶和三阶交调份量，结果产生符号相互干扰（isi）]。当 rf 信号解调到基带后，单个频道选择通过采用基带频道选择滤波器实现。基带滤波器比超外差接收器的if频道选择滤波器更加紧凑和廉价。此外，基带频道选择滤波器能根据不同的带宽进行设计，适用于多模式和多标准操作。

虽然基带频道选择滤波器拥有极大的灵活性，但复合基带信号却包含了所有通常在到达i/q解调器前被过滤的相邻频道块信号（见图1）。因此，直接转换接收器的i/q解调器必须提供宽至80db的动态范围。

幸运的是，凌特公司lt5515和lt5516 i/q解调器是现有为数不多并能提供这类性能的经济型产品。这两款ic均集成了rf信号分离器、精确正交lo信号分配器和两个高线性度下变频混频器的功能。这些芯片能直接将rf信号降频转换到基带，解调同相（i）和正交（q）信号成份。它们匹配的i和q频道以确保精确增益和相位匹配，以致很大程度上减少了校准的需求。lt5515的工作范围是1.5到2.5ghz，lt5516则能处理0.8到1.5ghz范围内的rf输入信号。这些芯片还在每条i和q频道上集成单极点260mhz带宽的低通滤波器 (见表格1) 。

表格1：两正交解调器性能一览表

lt5515和lt5516解调器是需要良好线性度和宽动态范围接收器的理想解决方案，适用于无线基站（gsm、cdma、wcdma等）、无线基础设施和仪器应用领域。像正交解调器等直接转换接收器ic无需额外的if级，缓减对高频滤波器的需求，特别是免去了if频道选择滤波器。通过 +20dbm输入三阶截取 （iip3） 和 +50dbm 输入二阶截取（iip2），正交解调器能满足基站接收器严格的动态范围要求。

直接转换接收构架的一个令人关注的问题是寄生lo泄漏。这个问题产生于i/q解调器从天线或其它途径耦合少量的lo能量。lo泄漏与lo本身混合在一起生成了dc偏移。根据lo泄漏路径，载波馈通经过可能在有用的基带信号上叠加较大和可能随时间变化的dc误差。在基站结构中，由于接收系统是典型平稳的，lo自混合产生的dc偏移可能更多的是静态而不是随时间变化。鉴于lt5515和lt5516采用的是有源而非无源的混频器，所以它们仅需 –5dbm lo功率级，而不是典型无源混频器所需的 +10dbm。由于lo和rf端口间的良好隔离性，lo泄漏降至最低，而lt5515仅 -46dbm，lt5516仅 –65dbm。最终，只有几毫伏的静态dc偏移从lo自混合产生。

直接转换方式的另一个问题是由设备失配产生的dc偏移。失配导致的dc偏差产生于正交解调器和/或vga。正交解调器输出的dc偏移本身并不会引起接收器故障和性能下降。然而，由于vga电压空间限制，当vga在高增益模式下运行，增益高达60db时，几毫伏的dc偏移就足以减少信号摆幅或使vga饱和，从而降低接收器有效的动态范围。为处理大阻隔信号，lna增益通常限制在20db 范围，以致在信号微弱情况下到达混频器的有用信号级可能为几百毫伏左右。因此，相对于vga输入的累计dc偏移必须控制在上述级别以下。为进一步基带信号处理时正确操作vga，则需要dc偏移消除或ac输入耦合。

虽然接收器和发射器在不同频率下工作，但大多基础设施的基站在全双工模式下运行。在这种接收系统中，不必对dc电压的定位时间给予过多的关注。在许多现代的无线接收系统中，基带信号几乎不包含低频信息。这使lt5515和lt5516解调器的i和q频道输出能ac耦合到基带滤波器或通过隔直电容器至vga，从而有效去除dc偏移。lt5515或lt5516每一i频道和q频道输出都通过一个60ω电阻内部连接在供电电压上。因此，高通滤波器 –3db滚降频率由隔直电容器和输出电阻负载rload的rc常量确定，其中rload特别大 (远大于60ω)。

当lt5515或lt5516需要dc耦合至基带电路时，数字偏移去除方法可运用到基带vga输入上。每一次vga设置可以通过基带处理器上评估并去除dc偏移。虽然dc偏移并不会影响接收器的rf性能，但为了vga的正常运行，必须将之去除。dc周围的频谱损耗能低到几赫兹。对于半双工系统，运用适当的方法可将dc偏移分离开，具体是将基带内的载波恢复、符号定时恢复、自动增益控制和数据检测结合在一起。在接收系统中，典型地是帧结构的前同步信号有已知的dc信息，允许dc偏移的自适应逐帧消除。lo在 –5dbm下运行时，lt5516和lt5515的输出dc偏移分别只有1mv和4mv。如此低的偏移电压使接收器可通过低成本的模拟到数字转换器实现偏移去除。

直接转换接收器需关注的另一问题是偶阶失真产物。在传统超外差接收器中，二阶失真通常在频带外，很容易被过滤。然而在直接转换接收器中，偶阶失真 (特别是二阶产物) 会引起带内干涉。例如，当两个频率范围接近频道带宽强干扰器处于正交解调器的输入端时，解调器的二阶非线性将产生低频交调份量。变形产物将落入基带频谱，并且无法在之后的基带信号处理中过滤出去。因此，卓越的iip2是直接转换接收器提供一流性能的前提。解调器和lo信号路径混频器中存在的失配现象将导致带内二阶交调份量。输入rf信号（经rf放大器二阶变形）的二阶谐波也会与lo信号的二次谐波混合，产生与前面相同的效果。因此，lt5515和lt5516 (分别是 +51和 +52dbm) 的高iip2在防范基带信号免受偶阶交调干涉方面起到十分重要的作用。通过在i和q输出端正确过滤无用的高频混合产物，性能还可被进一步提升，从而有效防止无用混频产物耦合回解调器，以免生成带内二阶交调。一个简便的方法是用并联电容器端接每一输出。依靠工作频率和特殊的印制电路板 (pcb) 布局，电容器值可被优化。

高性能直接转换接收器系统设计是现代基站接收器发展最前沿的设计。虽然直接转换接收器解决方案在过去的几十年一直处于研究阶段，但就在最近，现有的高性能元器件使直接转换架构在很宽的无线应用范围内得以实现。