折叠式共源共栅放大器低频增益的问题

按照近似公式A=gm1*[ro8*ro10(gm8+gmb8)//(ro4//ro2)*ro6(gm6+gmb6)]计算下来是118*10e3,约为100dB,但是仿真结果只有74dB,计算带入的值都是print的AC仿真结果的直流工作点，ro=1/gds没错吧，那么是哪里出了问题，求大神指点
ps:AC仿真是开环仿真的，一端加1.2V,另一端加1.2V加1V的AC源。

ps:AC仿真是开环仿真的，一端加1.2V,另一端加1.2V加1V的AC源
system offset will make output device worked in linear reigion。

这个也差太远了。这个结构要达到100db，L要比较大才行，你的是多大。
M6的gm太小，M4和M2的gds太大，都会严重分流，是增益偏离你的计算公式。但是应该不会差几十倍。

    检查AC仿真结果，每个管子都是工作在饱和区的,只是管子的过驱动电压都很小，这应该不会使计算结果差很多吧
-------------------------
谢大神指点！
试着接成单位负反馈的形式，用输出结点提供反向输入端的直流偏置，增益变成了98dB,跟计算结果吻合。但我还是有两点不明白
1.开环仿真跟闭环断开交流通路仿真偏置有不同，但是如果都是在饱和区，差别怎么会有20dB这么大?
2.不管哪种接法，管子都在饱和区的话，仿真结果应该跟直流参数一起变化才是，为什么开环仿真时用参数计算结果跟仿真结果不一致
还望指教

    是啊，别的结构的运放我计算下来跟仿真结果都是差几个dB，几乎没差别，这个差了一个数量级以上。计算公式没有错，难道不能用1/gds作为ro去计算?
M4,M6,M8,M10的L分别是6u,2u,2u,4u,直流电流是2uA

可能是这个原因: 共栅极的输出管的drain到bulk的反偏pn节有漏电, 会产生一个小信号电阻rdb, 这个电阻与输出电阻并联, 降低了总的输出电阻, 从而降低了增益.
可以参考gray的教科书中的"1.9 Substrate Current Flow in MOS Transistors"

   based open loop, if u set dc operation voltage of minus input for op-amp equals to closed loop dc operation voltage value, for example 1.1994v,  u can get the same results！

M6的gm和M2 M4的gds分别是多少

    非常感谢，我去看一下，我也怀疑是输出直流电平不同导致输出阻抗有所变化，可能这个阻抗变化了一个数量级跟你说的这个有关系。
因为在反向端接1.2V电平开环时，输出为3.3V,增益为74dB,而当我改成1.20004V时，输出端为1.8V，增益为101dB.
这个问题似乎可以归结为差别究竟是输入端的失调电压引起的还是输出阻抗变化引起的

    的确有改变，参考9L我回复的，你似乎认为是输入失调引起的，你看看有没有可能是输出工作点变化引起输出阻抗变化，导致增益大幅改变的

    gm6=25u,gds2=57n gds4=112n

看你列的数据M6的gm足够大了，不是分流的问题。另外你们讨论的输出直流电平改变影响输出阻抗，是有这个问题，但是你这个电路的输出电平被电流镜钳位了，影响不大的。而且你的计算的直流参数都是仿真得到的，ac仿真也是基于这个参数。能不能把你的具体仿真电路帖出来看看

图片不太方便，这里我标注了两种仿真下的输入输出直流电压

你计算的两种偏置下的输出电阻也差不多。输出阻抗好大，之前有人说跟反偏衬底pn结的阻抗并联在输出端有关，有没有gdb这个参数，我以前没注意，你可以看看

仿真结果正符合书中分析的规律，在Vds很大的时候，rdb已经比DS上的电阻小很多了，因为我这里的Rds很大，所以影响更明显。
非常感谢各位的回复，收获很大！
另外,ls,我这边用hspiceD仿真结果中看不到gdb.

工艺? 工作区? 强反型还是中等反型?

申明：网友回复良莠不齐，仅供参考。如需专业解答，请学习本站推出的微波射频专业培训课程。