PSRR：封閉及開放迴路 D 類放大器的現況

長久以來，供電抑制比(PSRR)一直是評定放大器是否能抑制輸出端電源雜訊的絕佳方式，然而，隨著D類放大器的普及與效能優勢，光靠PSRR做為供電雜訊抑制的指標已顯不足。比較開放及封閉迴路數位輸入I2S放大器的PSRR規格時，這點尤其明顯。PSRR規格大多相同，不過，聆聽採用非理想電源供應的放大器所發出的音質時，即可明顯地判別出音質的差異。本文將概述傳統的PSRR測量方式，並說明這種測量方式何以無法確切研判橋接負載(BTL)配置中D類放大器的供電抑制效能，同時提供能有效測量D類放大器之中供電雜訊效應的替代方法。若要瞭解PSRR測量何以不再能確切研判供電抑制效能，必須先回顧AB類放大器主導消費性音訊電子產品的那段歷史。AB類放大器過去的配置都採用單端(SE)或BTL輸出配置，這與現今的配置相同。事實上，SE AB類放大器一般都使用分支軌電源(split railsupply)(亦即+/-12V)，因為電源供應主要採用變壓器的型態，而且加入第二個軌不會導致成本負擔。BTL配置較常用於非分支軌電源的音訊系統。然而，不論是SE或BTL配置，透過AB類放大器的基本架構以及低於電源軌電壓的輸出電壓，AB類放大器都能達到良好的PSRR。
針對AB類放大器，PSRR測量能夠較準確地指出放大器抑制電源雜訊的能力，尤其是對於SE配置(詳見下文)。首先讓我們來瞭解D類放大器對於市場的影響。D類放大器的高效運作改變了市場的生態，使得工業設計出現大量的創新，尤其是體積尺寸的縮減。然而，這類放大器的架構與AB類放大器有根本上的差異，而且幾乎清一色地選用BTL作為其輸出配置。
在BTL配置中，D類放大器具備由四個FETS組成的兩個輸出級(也稱為全橋式)。SED類放大器則只有由兩個FETS組成的單一輸出級(也稱為半橋式)。相較於SE配置，BTL輸出配置具有多項優點，包括特定電源軌的四倍輸出功率、較佳的低音回應，以及絕佳的開關雜訊抑制效能。BTL架構的缺點則是需要兩倍數量的FET電晶體，這表示晶粒的大小尺寸及相關成本增加，而且重建濾波器(LC濾波器)的成本加倍。在現今SE及BTL D類放大器並行的市場中，BTL佔了絕大多數。
在D類BTL配置中，傳統的PSRR測量無法發揮效用。為了深入瞭解其中的原因，就必須先瞭解D類放大器的運作方式以及PSRR的測量方式。D類放大器是切換放大器，輸出會以極高的頻率在軌與軌之間切換，而此頻率一般在250kHz以上。音訊會用來進行切換頻率(方波)的脈衝寬度調變(PWM)，然後重建濾波器(LC濾波器)會用來擷取載波頻率中的音訊。這類切換架構的效能相當高(架構與開關模式電源供應相同)，但是對於供電雜訊的敏感度也遠遠高於傳統的AB類放大器。再仔細想想，放大器的輸出基本上是電源軌(經過脈衝寬度調變)，因此任何出現的供電雜訊都會直接傳送到放大器的輸出。
供電抑制比(PSRR)是測定放大器抑制供電雜訊(亦即鏈波)達到何種程度的測量方式。這是選用音訊放大器時必須考量的重要參數，因為PSRR不佳的音訊放大器通常需要高成本的電源供應及/或大型解耦合電容。在消費市場中，電源供應的成本、尺寸及重量是重要的設計考量，尤其在體積外型不斷縮小、價格急遽下滑，而且可攜式設計日益普遍的情況下更是如此。
在傳統的PSRR測量中，放大器的電源電壓包含DC電壓及AC鏈波訊號(Vripple)。音訊輸出為AC接地，因此測量期間不會有任何音訊。由於所有的電源電壓解耦合電容都已移除，因此Vripple不會明顯減弱(圖1)。

圖1：傳統的PSRR測量，放大器電源電壓包含DC與AC。
此時會測量輸出訊號，然後使用等式1計算PSRR：

圖2顯示在D類BTL音訊放大器上進行的傳統PSRR測量。重建濾波器前後的輸出明顯出現供電雜訊，不過，請注意出現的雜訊在負載中為同相位(in-phase)。因此，測量PSRR時，Vout+與Vout–鏈波會相互抵消，產生出供電抑制的錯誤指示，但是，可以清楚地看到放大器正將電源雜訊直接傳送到輸出。這類PSRR測量無法指出放大器抑制供電雜訊的優劣程度，而PSRR測量無法發揮效用的主因是輸入在測量期間為AC接地。在實際應用中，放大器的功用是播放音樂，這正是必須探究的部分。

圖2：具備LC濾波器的BTL D類PSRR測量。
播放音訊時，供電雜訊會與內送音訊相互混合/調變，而整個音訊頻帶會產生程度不一的失真狀況，BTL配置本身的抵消作用再也無法消除其中的雜訊，業界稱此為互調失真(IMD)。IMD是兩個以上不同頻率的訊號混合後所產生的結果，而且一般來說，所形成的訊號頻率不會是其中一種訊號的諧波頻率(整數倍數)。
在繼續探討如何因應PSRR測量的缺陷之前，首先談論一下回饋。從前文的論述中，應該不難察覺到D類放大器本身有電源雜訊方面的問題，若不進行反饋，這將成為一個重大缺陷(在高階音訊應用中，開放迴路放大器可達到不錯的音質，然而這類放大器一般都具備相當穩定、高效能的電源，而且成本也相當高，因此不能相提並論。)若要補強對供電雜訊的敏感度，設計人員可以設計一個電源已經過良好調節的系統，不過成本會增加，又或者是使用具有反饋的D類放大器(也稱為封閉迴路放大器)。
在現今的消費性電子產品市場中，大多數的類比輸入D類放大器都採用封閉迴路。然而，其中的數位輸入I2S放大器有其缺陷。I2S放大器透過數位匯流排直接連接於音訊處理器或音訊來源，由於免除不必要的數位類比轉換，因此可降低成本，並提升效能。但是，如今市場上的封閉迴路I2S放大器並不普遍，因為要建立反饋迴路來進行PWM輸出取樣並且與內送I2S數位音訊串流(digital audiostream)相加總是相當困難的。在類比反饋系統中，通常是類比輸出與類比輸入相加總，因此較為簡易可行。然而，隨著I2S市場的演變，大多數的I2S放大器都採取類比輸入放大器的做法，並採用反饋架構。
顯然PSRR不是測量BTLD類放大器供電抑制的有效方法，那麼應該怎麼做?現在回頭談談互調這個名詞。設計人員需要測量在播放音訊時所產生的互調失真及其對應的THD+N配置。在開始之前，讓我們先回顧一下SE架構。在SE架構中，不論是AB類、D類或Z類，都沒有BTL架構的抵消作用，這是因為喇叭的其中一端連接放大器，另一端則接地。因此，對於AB類或D類放大器而言，在SE架構中，傳統的PSRR測量都能夠確實指出供電雜訊抑制的情形。
在進行實驗後便能取得一些數據，而藉由下列一系列測量所得的數據，則可分析和比較開放迴路及封閉迴路I2S放大器的電源鏈波IMD。數位1kHz音調注入放大器的輸入，而100Hz的500mVpp鏈波訊號則注入電源供應。透過音訊精準度內建於FFT的功能可取得差動輸出的FFT，進而進行觀測IMD。
圖3顯示封閉迴路I2S放大器的IMD測量，注意其中的1kHz輸入訊號以及幾乎不存在的旁波帶(sideband)。反饋迴路正有效地抑制互調失真。

圖3：TAS5706封閉迴路互調曲線圖。

圖4：開放迴路互調曲線圖。
圖4顯示相同的IMD測量，但是這次是在I2S開放迴路放大器進行測量。900Hz及1.1kHz的旁波帶相當明顯，因為其中沒有抑制IMD的反饋。
現在提供一個好消息。在圖3及圖4中，可以清楚看出電源雜訊IMD所產生的效果，不過，就音質而言，IMD是一種很難達到定性的測量方式。進行這種實驗時，可選擇改為測量THD+N配置，以下兩項測量將依此進行。THD+N是以1kHz數位音訊及500mVpp電源鏈波進行測量，電源鏈波頻率則介於50Hz至1kHz之間。

圖5：開放迴路：不同PVCC鏈波頻率的THD+N與頻率。
圖5顯示開放迴路放大器在不同電源鏈波頻率下的THD+N曲線圖。紅線表示電源供應未出現任何鏈波的放大器效能，這是最理想的狀態。另一條曲線表示介於50Hz至1kHz之間的鏈波頻率。當鏈波頻率增加時，失真對頻率頻寬的影響也會增加。透過經過良好調節的電源能夠達到良好的開放迴路效能，不過，這會使得成本提高，對於現今極為競爭的消費性電子產品市場而言，會是一大問題。

圖6：封閉迴路：不同PVCC鏈波頻率的THD+N與頻率。
圖6顯示封閉迴路放大器的相同THD+N曲線圖。其中反饋抑制了互調失真，因此音訊未出現任何鏈波雜訊。
本文小結
本文回顧了測量PSRR的傳統方法，並指出其未能有效測量BTLD類放大器供電鏈波效應的原因。BTL輸出配置本身的抵消作用加上測量期間未出現任何音訊，便產生了錯誤的讀數。這是規格上的重大缺陷，因為供電雜訊抑制效能是選擇D類放大器時其中一項相當重要的考量，尤其在檢視數位輸入(I2S)封閉迴路及開放迴路放大器的效能差異時更是如此。若要更正確地瞭解供電雜訊抑制，就必須檢視輸出出現1kHz音訊且電源供應出現雜訊時的IMD及THD+N效能。本文最後說明封閉迴路D類放大器何以能夠針對供電雜訊進行補償而開放迴路放大器卻無法做到。在極為競爭的消費性電子產品市場中，成本是考量的核心因素，而封閉迴路架構能否降低系統成本是相當重要的設計重點。
作者：Michael Firth、Yang Boon Quek

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