用MICRF009设计UHF接收器

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MICRF009是Micrel半导体公司推出的一种单芯片SK/OOK(开关键控)射频接收器IC。该器件的性能主要在两个方面得到了提高，分别是灵敏度更高，达到了104dBm和关闭恢复速度更快(通常可达1ms)。与其它QwikRadio系列产品相似，MICRF009具有低功率工作和集成度高的特点。
一、MICRF009特性

MICRF009提供了固定模式(FIX)和扫描模式(SWP)两种工作模式。在FIX模式下，该器件可用作常规的超外差式接收器，而在SWP模式下，该器件则可利用专利性的扫描功能，对更宽范围内的射频频谱进行扫描。FIX模式的选择性和灵敏度性能更佳，而SWP模式则使MICRF009能与低成本、精度较差的发射器协同工作。

图1. MICRF009方框图

MICRF009提供了所有後期探测(解调器)数据过滤功能，因而无需外部基带滤波器。用户可以在外部选择两种滤波器带宽之一，只需根据数据传输率和代码调制格式设定合适的滤波器即可。该IC器件的工作频率在300MHz到440MHz之间，数据传输率可高达2Kbps(固定模式，Manchester编码)，天线射频重复辐射低。

由图1看出，MICRF009主要由三部分组成∶UHF下转换器、OOK解调器，以及参考时钟及控制逻辑。另外还含有两个电容器(CTH, CAGC)，以及一个时序元件，如石英晶振或陶瓷谐振器。除了电源耦合电容和天线阻抗匹配网络外，它们是通过MICRF009组成一个完整UHF接收器所需要的唯一外部元件。为了获得最佳性能，MICRF009的应该与天线之间进行阻抗匹配，匹配网络只需额外增加两个或三个元件。

二、设计步骤

利用MICRF009设计一个完整的UHF接收器，需要遵循以下5个基本步骤∶选择操作模式（固定模式和扫描模式）、选择参考振荡器、选择解调滤波器的带宽、选择CTH电容器，以及CAGC电容器。

1、第一步∶选择操作模式

（1）固定模式
在已经准确设置了发射频率的应用中，如使用了SAW或石英晶体类元件的发射器，MICRF009可以配置成标准的超外差（superheterodyne）接收器（固定频率）。在固定模式中，由於RF带宽很窄，接收机几乎不受干扰信号的影响。将SWEN管脚与地连接，就成为固定模式。

（2）扫描模式
当与低成本的LC发射器连接时，MICRF009应该配置成扫描模式。在扫描模式下，电路拓扑依然是超外差，本机振荡器（LO）以大於数据率的频率扫过一个频段。该技术有效地提高了MICRF009的RF带宽，允许将器件应用於发射器和接收器之间存在明显频率失调。

（misalignment）的环境，发射频率的变化可高达±0.5%。扫描模式下，在标称发射频率附近可捕获大约1.5%频带。即使发射器的频漂高达±0.5%，也不需要对接收机进行重新调节，也不会影响系统性能。

LO扫描技术不会影响IF带宽，因此相对固定模式，其噪声性能不会降低。无论工作於固定模式或者扫描模式，IF带宽为680kHz。由於LO扫描过程所带来的局限性影响，扫描模式下的数据率上限大约为1250Hz。在基於石英晶体的超外差接收机中，情况并非完全一直，它们只能在基於SAW或石英晶体的发射器中运行。

扫描模式下，在安装过程中当较强的干扰信号出现在RF频段时，可能会出现频谱减少现象，这是因为该过程完整无缺地包括了扫描范围内的所有信号。在大多数应用中，MICRF009可用来取代super-regenerative接收器。

2、第二步∶选择参考振荡器
MICRF009的所有时序和调谐操作均源於内部Colpitts参考振荡器，具体时序和调谐通过REFOSC管脚进行控制，操作方式从以下三种方法中选择其一∶
·连接一个陶瓷谐振器
·连接一个石英晶体
·通过一个外部时序信号驱动该管脚
所需的专用参考频率与两个因素有关，即系统发射频率，以及由SWEN管脚设定接收器的操作模式。

（1）石英晶体或陶瓷谐振器的选择
由於该IC已经包含了电容器，因此不要使用带有完整电容器的谐振器，另外也要特别注意确保选用低ESR石英晶体。

如果IC运行於固定模式，建议选用晶体元件。假如工作於扫描模式，既可选择晶体元件，也可以选用陶瓷谐振器。使用石英晶体或陶瓷谐振器时，最小电压为300mVPP。

如果采用外部信号，该信号应该为AC耦合型，且其工作电压应局限於0.1VPP至1.5VPP内。

表1.固定模式下，典型发射频率对应的推荐参考晶体振荡器频率

表2.扫描模式下，典型发射频率对应的推荐参考晶体振荡器频率
（2）选择参考振荡器频率fT(固定模式)

对於任何超外差接收机，内部LO（本机振荡器）的频率fLO与引入的发射频率fTX之间的差值应该等於IF中心频率。对於给定的fTX，可以通过等式1算出fLO∶

fLO=fTX±0.86(fTX/315)┅┅┅ (1)
式中，频率fTX和fLO的单位为MHz。注意，对於任何一个给定的fTX，fLO有两个值，分别表示“高端混频”和“低端混频”。高端混频在相应频率上方产生了一个图像频率，低端混频在相应频率下方产生图像频率。

选取两个可接受的fLO，使用等式2计算参考振荡器频率fT∶
fT= 2×fLO/64.5┅┅┅(2)
频率fT单位为MHz。MICRF009的REFOSC管脚连接一个频率为fT的石英晶体，其频率精确到小数点後四位已经足够。表1是MICRF009在固定模式工作时的一些常见发射频率的fT值。

（3）选择REFOSC频率fT(扫描模式)
在扫描模式下选择参考振荡器频率fT比在固定模式下要简单得多。同时，频率参考元件的精度要求也很灵活。
在扫描模式，fT由等式3给出∶
fT=2×fTX/64.25┅┅┅(3)
在扫描模式下，精度为两位小数点的频率元件已经足够。在某些情况下，如果发射频率特别不精确，就必须采用一个晶体元件。

3、第三步∶选择CTH电容器

为了达到逻辑电平数据限幅目的，需通过外部滤波电容器CTH和片上开关电容器的电阻RSC对被解调信号的DC值进行压缩，具体参考MICRF009方框图。

选择电容器CTH的第一步是选择数据限幅电平时间常数，具体取决於一些系统问题，其中包括系统解码响应时间、数据编码结构等。

       频率为315MHz时，RSC的有效电阻为145kΩ，该数值可以按照频率的大小线性缩放。在其它频率下，CTH管脚的电源阻抗由等式4给出，其中fT的单位为MHz∶
RSC=145Ω×9.7940/fT┅┅┅(4)
       建议τ为码率的5倍。RSC的有效阻抗在315MHz频率下为145kΩ，该数值与频率大小成反比。在其它频率下，CTH管脚的电源阻抗由等式5给出，这里fT的单位为MHz∶
CTH =τ/RSC┅┅┅┅(5)
       可见，一个±20%的标准X7R陶瓷电容器已经足够了。

4、第四步∶选择CAGC电容器
带有AGC的信号路径会增加输入的动态范围。AGC信号的上升时间常数通过连接於MICRF009的CAGC管脚的CAGC电容器的容量值进行外部设定。为了使系统范围最大，一定要使AGC控制电压的纹波最小，一旦控制电压达到了静态值，AGC控制电压的纹波最好低於10mVPP。因此，建议电容器的容值大於0.47μF。

谨慎地进行片上AGC控制电压管理，将允许MICRF009以占空比方式操作。将器件置於断电模式（SHUT管脚为高电平），AGC电容器就被充电以维持一定电压。当操作恢复後，只有因为电容器泄漏而导致的电压降需要进行补充。当器件以一定占空比操作时，建议采用漏电较小的电容器。

为了进一步改善占空比操作，当该器件脱离断电状态後，其AGC上拉电流和下拉电流必须立即被放大约10ms。这就折衷了AGC电容器的电压下降，减少了恢复正确的AGC电压所需的时间。其中，电流放大因子为45。

（1）在连续模式下选择CAGC电容器
一般情况下，CAGC电容器的推荐容量为0.47μF至4.7μF。注意，如果该电容器太大，AGC对输入信号的反应可能会非常慢。AGC的安静时间（达到完全放电状态，即0V电压）可以通过等式6得出∶
Δt=1.333×CAGC-0.44┅┅(6)
其中，CAGC的单位为μF，Δt的单位为秒。

（2）在占空比模式下选择CAGC电容器
在断电状态下，当IC激活後，CAGC电容器的电压降应该尽快补充。如上所述，MICRF009在启动後，会按照45的因子上拉或下拉电流。该固定时间段基於参考振荡器频率fT。当fT=6.00MHz时，该时间为10.9ms，且与fT成反比。选择适当的CAGC电容器容值以及断电时间的长短，使电压的下降在10ms内得以补充。

但是，电压降的极性是未知的，意味著AGC电压可以上升，也可以下降。最坏情况是在恢复点电压下降，因为AGC上拉电流大小仅仅是下拉电流的1/10。电压降低的具体大小可根据等式7算出∶
I/CAGC=ΔV/Δt┅┅┅(7)
其中，I为初始10ms(67.5μA)的AGC上拉电流，CAGC为AGC电容器的容值，Δt为降压恢复时间，ΔV为电压降。

例如，如果用户希望降压恢复时间为10ms，并选择了一个容值为4.7μF的CAGC电容器，容许的电压降大约为144mV。

图2.CTH管脚接口电路

表3.433.92MHz时解调器滤波器带宽与SEL0的关系

5、第五步∶选择解调器滤波器的带宽
输入管脚SEL0以二进制的步距控制解调器滤波器的带宽，即扫描模式为625Hz至1250Hz，固定模式为1250Hz至2500Hz，具体见表3。默认状态下，SEL1与VSS连接。注意，表1中的值为理论值。滤波器的带宽与频率成正比，因此其具体值取决於操作频率。

（1）电源旁路电容
强烈建议采用电源旁路电容。该电容应该连接於VDDBB和VDDRF之间，其引线也应该尽可能短。为了获得最佳效果，应将电源的VSSRF与VSSBB连接，将VDDBB与VDDRF连接（也就是说，应该让带通电流流经RF返回路径）。

（2）通过优化带通滤波器提高选择性
在本地噪声较大的环境中，可以在ANT管脚和VSSRF管脚之间连接一个固定值的带通网络，以提供额外的接收机选择性和输入过载保护。最小输入配置如图9所示，该设计可以提供某些滤波及必要的过载保护功能。

（3）数据抑制
在静止期间（没有信号），输出数据（DO管脚）随噪声的大小随机突变。大多数解码器可以分辨出随机噪声和实际数据。对某些系统来说，这并不是一个问题。减少输出噪声的方法有3种∶

·通过模拟抑制提高解调器的阈值
·在没有数据的时候，通过数字抑制关闭输出
·通过输出滤波器滤除数据输出管脚的高频噪声杂波信号
最简单的方案是采取折衷的方法在CTH管脚添加一些模拟抑制，或电压抑制，这样噪声就不会触发内部比较器。

图3.CAGC管脚接口电路

图4.DO管脚接口电路

图5.REFOSC管脚接口电路

图6.SEL0/SEL1/SWEN管脚（6a），以及SHUT管脚（图6b）接口电路

图7.天线输入阻抗与IC输入阻抗的匹配

一般情况下，20mV到30mV已经足够，这可以通过在CTH管脚和VSSBB或VDDBB管脚之间连接一个几兆欧姆的电阻器来实现，具体阻值大小取决於所需的偏离极性。由於MICRF009在内部比较器输出部分的接收器AGC噪声始终是一致的（由AGC进行设定），随著噪声强度的改变，偏离抑制要求也将改变。引入抑制将降低选择性，也会减小选择范围。因此，只有引入一定数量的偏离才足以使输出保持安静。典型抑制电阻器的范围为10M-6.8M欧姆。

6、I/O管脚接口电路
对於MICRF009的不同I/O管脚，其接口电路如图2-8。为了简洁起见，图中的所有输入和输出管脚都没有标出ESD保护电路。

7、天线阻抗匹配

天线输入阻抗与IC输入阻抗的匹配非常重要。如图7及表4所示，天线的输入阻抗依赖於频率。ANT管脚可以通过图3所示的L形电流匹配为50欧姆。也就是说，在天线输入与地之间连接一个分流电感器，另一元件串联於天线的输入与ANT管脚之间。

其中，电感器的值如表4，具体取决於PCB材料、PCB厚度、接地配置，以及布线路径的长度。表中数据的具体条件是∶PCB厚度0.031〃，板材为FR4，硬性板，底层接地，布线路径很短。其中，电感采用的是MuRata 和Coilcraft公司的线绕型0603或0805表面安装电感器，当然，也可以采用任何品牌的高SRF(自激频率)线绕型电感。

三、应用实例

图8为MICRF009 UHF接收器IC的典型应用，该接收器连续工作於扫描模式，典型工作频率为315MHz，并可以通过选择适当的频率基准（Y1），以及调节天线的长度进行定制。如果采用备选输入滤波器，C4的容值也将改变。如果数据率变化1kbps，R1的阻值也必须变化。图8的物料清单见表5，图9是对应的PCB布线图。

表4.匹配用分流电感器的技术参数