- 易迪拓培训,专注于微波、射频、天线设计工程师的培养
用直接变频技术降低WLAN无线电成本
录入：edatop.com 点击：
随着无线局域网连接的逐步普及，对通信设备提出了更严酷的要求：即体积和功耗更小、使用的零件更少、价格更低，同时产品必需更快进入市场。由于有了零中频(ZIF)无线电结构领域的技术进展，上述许多要求才能得到满足。
零中频(ZIF)的概念是把信息直接转换到发送频带发送(在接收端，反过来直接从收到的频带恢复出信息)，它不是一个新概念，早在超外差接收机结构出现之前就已经有人研究过。尽管在历史上，直接下变频(direct-down-conversion)结构，也称作自差结构，曾是一种很难真正实现的结构，但因为其整体结构简单，零部件也可以显著减少，从而一直引人注意。设计者面临的挑战包括非常棘手的直流偏移问题。但是如果能把先进的技术和优良的设计实践结合起来，许多这样的问题可以解决，使ZIF技术既可以用在单边带也可以用在双边带无线局域网的无线电台上。
采用ZIF技术确实可以解决无线电不得不面对的许多寄生伪频率干扰问题，付出的代价是必须解决新出现的一个非常大的直流信号。为了解决这一问题，我们必须对直流电产生的热量和外围两个要素进行考虑。
因为大多数ZIF无线电台放大器工作在基带，它需要匹配的平衡自动增益控制(AGC) 放大器。另外一个问题是无线电发射机本振产生的泄漏正好位于频带的中心，会干扰附近接收机的正常工作。
零中频
用ZIF技术时，被调制的信号是以直流为中心的低频信号，它必须与实际电路引入的各种外来干扰直流低频率信号竞争。被处理的信号不能有任何显著的直流分量，因为我们没有办法确定这个直流分量的哪一部分属于被处理的信号。符合这个准则的有许多波形，例如直接序列扩频(DSSS)，它使用双边带压缩的载波相移键控调制。另外一种波形是不用中心载波的正交频分复用(OFDM)。
该信号强度的变化范围在75dB左右。它可以比混频器的固有直流偏置引入的直流弱30到40dB。然而，最大的问题是这个直流不是固定的，而是随着外部条件的变化而变化，如时间、电源电压、温度等，最糟糕的是它还会随着信号电平调正增益的变化而变化。这就是说，为了确保这个直流电平不会对信号产生干扰，必需进行动态直流补偿。必需进行补偿的一个外部因素是信号在附近表面反射后再次进入了天线。由于反射相位角和强度的不同，由此而产生的直流可以有很大范围的变化。
如果附近表面是运动着的，还会产生多普勒分量和一个快速变化的衰落分量。另外还会有一个影响来自于附近表面对天线本身产生的电压驻波比(VSWR)。如果由于近场的加载引起了电压驻波比的变化，信号就会被反射回混频级，产生直流。因为这个直流是随时间而变化的，所以交流耦合或直流反馈回路的频率响应曲线的拐角必需比这个由反射引起的直流变化快。这个频率通常在100kHz左右。必需考虑把这个交流耦合的响应时间包括在采集时间中，特别当采用802.11a 协议时更应该如此，因为它只允许16ms的前导信号。
直流补偿
有几种办法可以来对付直流和增益平衡问题：
● 避免使用ZIF,可考虑使用超外差技术，这样把直流排除到频带外，信号可以只用一个放大器放大；
● 各个级之间全都采用交流耦合；
● 使用带交流耦合反馈的直流耦合(其性能类似交流耦合)。
若要把ZIF概念付诸实践，还有许多必要的权衡工作要做。零中频接收机通过天线基本上把整个频谱都接收下来，然后通过单边带下变频，把想要的高频率信号变换为基带信号或者常常是零中频信号。接下去，用低通滤波器(LPF)去除所有没用信号只留下感兴趣的信号，然后再放大并检出信号。
合成器的工作频率与包含接收信息的高频是一致的，通过单边带下变频后的信号频率是以直流为中心的低频率信号。通常，想要接收的低频率信号必定与直流信号一样进行处理，因此它必需克服混频器中产生的相对较大的直流偏移，才能正确检出。此外基带信号很复杂，有实部和虚部两部分。这两部分信号的幅度变化范围可以从几个毫伏到几个伏。放大时必需要有很高的线性度以维持信号的相对幅度和相位不变。所以自动增益控制电路必需能在两个匹配得非常好的自动增益控制放大器中处理很大的增益变化。
ZIF耦合的选择
有两种ZIP的耦合方式可供选择：交流耦合或直流耦合。如果射频信号是直接序列扩频或正交频分复用类型的, 则基带信号可以采用交流耦合的方式，也可以用交流放大器来放大基带信号，如图1所示。
这个办法解决了ZIF接收机的一个问题。但是用这种办法有一个难点，即需要使用大量的分立电容器，而且需要在每一级上安装开关设法使信号进入或绕过芯片。
由于电路中需要用到许多电容器，目前集成这样的电路还存在不可克服的技术难点，因此这个方法是不可行的。如果把前置放大器、混频器、低通滤波器和自动增益控制放大器都集成在一个芯片上，而且把信号看成平衡差分信号来处理，则每个交流耦合级需要八条引脚和四个电容器。用这种解决办法至少需要两个交流耦合级。
直流耦合接收机：可以通过用电容器的办法来达到去除直流(DC nulling)的目的, 也可以用直流反馈技术来实现同样的功能，如图2所示。在这两种情况下，都需要高通频率特性的滤波器。采用直流反馈技术的好处在于不需要设法使信号绕过芯片，也不需要用任何电容器。
典型的频谱中包含有许多种幅度差别很大的信号。这样就有必要为接收机设计一个动态范围很大输入级。想接收的信号可能位于这个频谱的低端，也说不定位于高端。所有的信号处理过程一定以信号环境的整个频谱范围来考虑的，直到把带宽逐步缩小到只出现感兴趣的信号。接下去，需要处理只有这个感兴趣信号的动态范围。
如果该信号可以用交流耦合并被实行硬限制(hard-limited)，则它就很容易处理。然而对一个信号的实部和虚部分别进行硬限制，会损坏该信号的相位和幅度特性。因为基带信号需要进行线性放大，为此必需用具有跟踪增益控制的一组匹配放大器(包括独立的实部和虚部放大器)来实现。
其他考虑
因为零中频接收机没有中频级，就不存在使其覆盖非常宽的信号频率范围的基本问题。频率范围的限制主要取决于预选择滤波器、射频放大器级和本地振荡器调谐范围的带宽。了解了这些以后，零中频接收机就可以很容易地覆盖许多频带。集成电路技术允许放大器的紧密匹配，这样就能实现自动增益控制。这些放大器必需在一个很宽的增益控制范围内在增益和相位方面匹配。
另外还需要考虑的是增益控制的反应必需非常快以适应信息包通信。例如 IEEE802.11a 的信号前导长度只有16毫秒，自动增益控制和直流补偿设定必需在这段时间内完成。
低通滤波器
低通滤波器是零中频接收机信道选择的唯一防线。接收机带内的信道选择全靠这个滤波器实现。这并非指预选择滤波器是不需要的，而是指这个滤波器覆盖的频带实在太宽了，因而不能很好地选择相邻信道的信号。
低通滤波器一定要能处理本地振荡器的泄漏和从混频器送来的射频。例如，符合802.11a 协议要求信号的低通滤波器的通带宽度应该是8MHz，本振泄漏频率应该是5.3 GHz。所以如果器件的自谐振频率低于这个频率，根据理论分析，五个极点Butterworth滤波器是做不到的。如果滤波器是有源的，它将会需要一个带有增益带宽分量的增益部件。
如果泄漏信号的频率等于或大于放大器的增益带宽，则该滤波器不可能达到理想的频率响应。如果想把电平幅度大于放大器压摆率极限值的大幅度的信号去掉，也会造成信号的很大的失真和交叉调制。
因此，可能需要一个无源的集中参数的滤波器或一个无源和有源的混频器。从低通滤波器输出的信号将包含想要接收的信号和噪声还包含所有其他信道的残留的信号。在纯零中频情况下，期待的信号占绝对优势，因此，不再需要附加的滤波器。
这个想要接收的信号，参照天线上场强，可以从-95dBm变化到 -20dBm，因此必需能容纳正负75dB的动态范围。如果没有前置放大器，需要采用18位的A/D转换器；如果用一个60dB的自动增益控制(AGC)放大器，则只需要采用8位的A/D转换器就行了。做一个高位数的A/D转换器和做一个能满足要求的平衡放大器各有困难之处，需要做一下权衡。
若在A/D转换以后还需要做附加的滤波，则附加的动态范围必需达到附加的对A/D转换所要求的精度。在这一点上可以做一些折衷，如果用较高的A/D转换精度，就可以减轻自动增益控制放大器的负担，也可以对A/D转换前的滤波要求低一些。
这些自动增益控制放大器是工作在基带上的，故它们分别位于实部和虚部路径，并且具有一致的特性。这就是说，它们是一起受到控制的，必定在整个信号强度变化范围内受到控制，输出变化在1dB左右。这些放大器的相位偏移一定需要在整个控制范围内得到匹配，但这不是一个太强制性的需求，因为这些放大器的带宽可以比信号带宽宽得多。
从某些角度看，零中频无线电其性能优于传统的超外差式无线电台。它不需要使用会使信号产生组延迟现象的声表面波滤波器。从另外一方面看来，这就是意味着，由于不使用高性能的声表面波滤波器，零中频无线电将比较少地受到相邻无线电的干扰。此外零中频无线电除了受直流的影响外，更少受到虚假信号的干扰。但目前零中频无线电的功率消耗还有些高，为了解决这个难题，还需要引进先进的电流技术。
然而，从所需元件的个数这一角度来看，零中频无线电的结构具有压倒性的优势，请看图3。参考建议的IEEE802.11g标准，我们知道，零中频技术还需要采用先进的电路设计来提高必要的实部/虚部增益以及相位平衡，才能支持54Mbps速率的正交频分复用信号的高错误矢量幅度和信噪比。这还包括进行内部校准来处理信号的损坏。
双频段零中频接收机
图4所示的双频段无线电具有两个互相补充的频段：2.4 GHz ISM 频段和5.2GHz U-NII 频段。对于这种无线来说，最常用的接收技术是采用一个滤波器，把这个滤波器安装在实际中可以做到的尽可能接近天线的地方(在任何放大级前)，而且把频带调得尽可能窄。
如接收机必需覆盖一个频率段，那么这个频率段就是预选择滤波器所需要的带宽。如果接收机必需覆盖两个频率段，例如，ISM频段和U-NII频段，则可以采用两种方案来设计接收机：1)在覆盖不同频段的两个滤波器之间切换；2)把滤波器分割为两个通带。对这个两个通带，也需要用一个合成的开关逐一进行处理。
如果频率合成器没有切换开关，从U-NII频段切换到ISM频段需要一个额外的调谐区。这可以用一个用于压控振荡器的元件，即控制电容或电感变化的开关来实现。零中频接收机没有虚假频率问题，所以从理论上讲它能处理多个八输入(multi-octave-input)滤波器带宽问题。
实际上，因为这样做会允许更多的信号带内的能量以及谐波输入，使得接收机动态范围的要求更难实现。于是，在输入频带中会存在非常低阶的交叉调制乘积项。若采用双频段技术，在拥挤的PCMCIA线路板尾部还需要采用创新的天线技术。
结语
先进技术和优良设计规范的互相结合，为我们带来了采用直接变频技术无线电的许多优点，用直接变频技术可大幅度降低WLAN无线电成本。
零中频(ZIF)的概念是把信息直接转换到发送频带发送(在接收端，反过来直接从收到的频带恢复出信息)，它不是一个新概念，早在超外差接收机结构出现之前就已经有人研究过。尽管在历史上，直接下变频(direct-down-conversion)结构，也称作自差结构，曾是一种很难真正实现的结构，但因为其整体结构简单，零部件也可以显著减少，从而一直引人注意。设计者面临的挑战包括非常棘手的直流偏移问题。但是如果能把先进的技术和优良的设计实践结合起来，许多这样的问题可以解决，使ZIF技术既可以用在单边带也可以用在双边带无线局域网的无线电台上。
采用ZIF技术确实可以解决无线电不得不面对的许多寄生伪频率干扰问题，付出的代价是必须解决新出现的一个非常大的直流信号。为了解决这一问题，我们必须对直流电产生的热量和外围两个要素进行考虑。
因为大多数ZIF无线电台放大器工作在基带，它需要匹配的平衡自动增益控制(AGC) 放大器。另外一个问题是无线电发射机本振产生的泄漏正好位于频带的中心，会干扰附近接收机的正常工作。
零中频
用ZIF技术时，被调制的信号是以直流为中心的低频信号，它必须与实际电路引入的各种外来干扰直流低频率信号竞争。被处理的信号不能有任何显著的直流分量，因为我们没有办法确定这个直流分量的哪一部分属于被处理的信号。符合这个准则的有许多波形，例如直接序列扩频(DSSS)，它使用双边带压缩的载波相移键控调制。另外一种波形是不用中心载波的正交频分复用(OFDM)。
该信号强度的变化范围在75dB左右。它可以比混频器的固有直流偏置引入的直流弱30到40dB。然而，最大的问题是这个直流不是固定的，而是随着外部条件的变化而变化，如时间、电源电压、温度等，最糟糕的是它还会随着信号电平调正增益的变化而变化。这就是说，为了确保这个直流电平不会对信号产生干扰，必需进行动态直流补偿。必需进行补偿的一个外部因素是信号在附近表面反射后再次进入了天线。由于反射相位角和强度的不同，由此而产生的直流可以有很大范围的变化。
如果附近表面是运动着的，还会产生多普勒分量和一个快速变化的衰落分量。另外还会有一个影响来自于附近表面对天线本身产生的电压驻波比(VSWR)。如果由于近场的加载引起了电压驻波比的变化，信号就会被反射回混频级，产生直流。因为这个直流是随时间而变化的，所以交流耦合或直流反馈回路的频率响应曲线的拐角必需比这个由反射引起的直流变化快。这个频率通常在100kHz左右。必需考虑把这个交流耦合的响应时间包括在采集时间中，特别当采用802.11a 协议时更应该如此，因为它只允许16ms的前导信号。
直流补偿
有几种办法可以来对付直流和增益平衡问题：
● 避免使用ZIF,可考虑使用超外差技术，这样把直流排除到频带外，信号可以只用一个放大器放大；
● 各个级之间全都采用交流耦合；
● 使用带交流耦合反馈的直流耦合(其性能类似交流耦合)。
若要把ZIF概念付诸实践，还有许多必要的权衡工作要做。零中频接收机通过天线基本上把整个频谱都接收下来，然后通过单边带下变频，把想要的高频率信号变换为基带信号或者常常是零中频信号。接下去，用低通滤波器(LPF)去除所有没用信号只留下感兴趣的信号，然后再放大并检出信号。
合成器的工作频率与包含接收信息的高频是一致的，通过单边带下变频后的信号频率是以直流为中心的低频率信号。通常，想要接收的低频率信号必定与直流信号一样进行处理，因此它必需克服混频器中产生的相对较大的直流偏移，才能正确检出。此外基带信号很复杂，有实部和虚部两部分。这两部分信号的幅度变化范围可以从几个毫伏到几个伏。放大时必需要有很高的线性度以维持信号的相对幅度和相位不变。所以自动增益控制电路必需能在两个匹配得非常好的自动增益控制放大器中处理很大的增益变化。
ZIF耦合的选择
有两种ZIP的耦合方式可供选择：交流耦合或直流耦合。如果射频信号是直接序列扩频或正交频分复用类型的, 则基带信号可以采用交流耦合的方式，也可以用交流放大器来放大基带信号，如图1所示。
这个办法解决了ZIF接收机的一个问题。但是用这种办法有一个难点，即需要使用大量的分立电容器，而且需要在每一级上安装开关设法使信号进入或绕过芯片。
由于电路中需要用到许多电容器，目前集成这样的电路还存在不可克服的技术难点，因此这个方法是不可行的。如果把前置放大器、混频器、低通滤波器和自动增益控制放大器都集成在一个芯片上，而且把信号看成平衡差分信号来处理，则每个交流耦合级需要八条引脚和四个电容器。用这种解决办法至少需要两个交流耦合级。
直流耦合接收机：可以通过用电容器的办法来达到去除直流(DC nulling)的目的, 也可以用直流反馈技术来实现同样的功能，如图2所示。在这两种情况下，都需要高通频率特性的滤波器。采用直流反馈技术的好处在于不需要设法使信号绕过芯片，也不需要用任何电容器。
典型的频谱中包含有许多种幅度差别很大的信号。这样就有必要为接收机设计一个动态范围很大输入级。想接收的信号可能位于这个频谱的低端，也说不定位于高端。所有的信号处理过程一定以信号环境的整个频谱范围来考虑的，直到把带宽逐步缩小到只出现感兴趣的信号。接下去，需要处理只有这个感兴趣信号的动态范围。
如果该信号可以用交流耦合并被实行硬限制(hard-limited)，则它就很容易处理。然而对一个信号的实部和虚部分别进行硬限制，会损坏该信号的相位和幅度特性。因为基带信号需要进行线性放大，为此必需用具有跟踪增益控制的一组匹配放大器(包括独立的实部和虚部放大器)来实现。
其他考虑
因为零中频接收机没有中频级，就不存在使其覆盖非常宽的信号频率范围的基本问题。频率范围的限制主要取决于预选择滤波器、射频放大器级和本地振荡器调谐范围的带宽。了解了这些以后，零中频接收机就可以很容易地覆盖许多频带。集成电路技术允许放大器的紧密匹配，这样就能实现自动增益控制。这些放大器必需在一个很宽的增益控制范围内在增益和相位方面匹配。
另外还需要考虑的是增益控制的反应必需非常快以适应信息包通信。例如 IEEE802.11a 的信号前导长度只有16毫秒，自动增益控制和直流补偿设定必需在这段时间内完成。
低通滤波器
低通滤波器是零中频接收机信道选择的唯一防线。接收机带内的信道选择全靠这个滤波器实现。这并非指预选择滤波器是不需要的，而是指这个滤波器覆盖的频带实在太宽了，因而不能很好地选择相邻信道的信号。
低通滤波器一定要能处理本地振荡器的泄漏和从混频器送来的射频。例如，符合802.11a 协议要求信号的低通滤波器的通带宽度应该是8MHz，本振泄漏频率应该是5.3 GHz。所以如果器件的自谐振频率低于这个频率，根据理论分析，五个极点Butterworth滤波器是做不到的。如果滤波器是有源的，它将会需要一个带有增益带宽分量的增益部件。
如果泄漏信号的频率等于或大于放大器的增益带宽，则该滤波器不可能达到理想的频率响应。如果想把电平幅度大于放大器压摆率极限值的大幅度的信号去掉，也会造成信号的很大的失真和交叉调制。
因此，可能需要一个无源的集中参数的滤波器或一个无源和有源的混频器。从低通滤波器输出的信号将包含想要接收的信号和噪声还包含所有其他信道的残留的信号。在纯零中频情况下，期待的信号占绝对优势，因此，不再需要附加的滤波器。
这个想要接收的信号，参照天线上场强，可以从-95dBm变化到 -20dBm，因此必需能容纳正负75dB的动态范围。如果没有前置放大器，需要采用18位的A/D转换器；如果用一个60dB的自动增益控制(AGC)放大器，则只需要采用8位的A/D转换器就行了。做一个高位数的A/D转换器和做一个能满足要求的平衡放大器各有困难之处，需要做一下权衡。
若在A/D转换以后还需要做附加的滤波，则附加的动态范围必需达到附加的对A/D转换所要求的精度。在这一点上可以做一些折衷，如果用较高的A/D转换精度，就可以减轻自动增益控制放大器的负担，也可以对A/D转换前的滤波要求低一些。
这些自动增益控制放大器是工作在基带上的，故它们分别位于实部和虚部路径，并且具有一致的特性。这就是说，它们是一起受到控制的，必定在整个信号强度变化范围内受到控制，输出变化在1dB左右。这些放大器的相位偏移一定需要在整个控制范围内得到匹配，但这不是一个太强制性的需求，因为这些放大器的带宽可以比信号带宽宽得多。
从某些角度看，零中频无线电其性能优于传统的超外差式无线电台。它不需要使用会使信号产生组延迟现象的声表面波滤波器。从另外一方面看来，这就是意味着，由于不使用高性能的声表面波滤波器，零中频无线电将比较少地受到相邻无线电的干扰。此外零中频无线电除了受直流的影响外，更少受到虚假信号的干扰。但目前零中频无线电的功率消耗还有些高，为了解决这个难题，还需要引进先进的电流技术。
然而，从所需元件的个数这一角度来看，零中频无线电的结构具有压倒性的优势，请看图3。参考建议的IEEE802.11g标准，我们知道，零中频技术还需要采用先进的电路设计来提高必要的实部/虚部增益以及相位平衡，才能支持54Mbps速率的正交频分复用信号的高错误矢量幅度和信噪比。这还包括进行内部校准来处理信号的损坏。
双频段零中频接收机
图4所示的双频段无线电具有两个互相补充的频段：2.4 GHz ISM 频段和5.2GHz U-NII 频段。对于这种无线来说，最常用的接收技术是采用一个滤波器，把这个滤波器安装在实际中可以做到的尽可能接近天线的地方(在任何放大级前)，而且把频带调得尽可能窄。
如接收机必需覆盖一个频率段，那么这个频率段就是预选择滤波器所需要的带宽。如果接收机必需覆盖两个频率段，例如，ISM频段和U-NII频段，则可以采用两种方案来设计接收机：1)在覆盖不同频段的两个滤波器之间切换；2)把滤波器分割为两个通带。对这个两个通带，也需要用一个合成的开关逐一进行处理。
如果频率合成器没有切换开关，从U-NII频段切换到ISM频段需要一个额外的调谐区。这可以用一个用于压控振荡器的元件，即控制电容或电感变化的开关来实现。零中频接收机没有虚假频率问题，所以从理论上讲它能处理多个八输入(multi-octave-input)滤波器带宽问题。
实际上，因为这样做会允许更多的信号带内的能量以及谐波输入，使得接收机动态范围的要求更难实现。于是，在输入频带中会存在非常低阶的交叉调制乘积项。若采用双频段技术，在拥挤的PCMCIA线路板尾部还需要采用创新的天线技术。
结语
先进技术和优良设计规范的互相结合，为我们带来了采用直接变频技术无线电的许多优点，用直接变频技术可大幅度降低WLAN无线电成本。
