集成RF混频器与无源混频器方案的性能比较

为了达到接收器整体噪声系数的指标要求，需要在射频（RF）增益级或中频（IF）增益级补偿无源混频器的插入损耗。与集成混频器相比，使用无源混频器时，用户不仅要考虑其输入三阶截点（IIP3），还要考虑输出三阶截点（OIP3）。无源混频器的二阶线性指标一般都比集成平衡混频器的差，而该指标在考虑接收器的半中频杂散性能时非常重要。由于混频器的线性度与本振驱动电平直接相关，所以必须产生相当大的本振注入，然后通过PCB布线馈入无源混频器的本振端口。此外，还需要外部RF放大级对这些信号进行放大，使整个设计对本振辐射和干扰非常敏感。由于无源混频器是一个全分立方案，成本更高、PCB尺寸更大，由于分立元件之间的偏差也会导致性能上的差异。

集成（或有源）混频器设计可以获得与无源混频器相媲美的性能，因而备受欢迎。集成混频器包含一个真正的平衡混频器（Gilbert单元）或带有中频放大的无源混频器，借助增益补偿了损耗。由于集成混频器具有增益级，不再像无源混频器那样需要外部中频放大器补偿损耗。对于噪声系数指标非常好的集成混频器，如Maxim的MAX9993、MAX9981和MAX9982，在混频电路前端需要较小的RF增益，从而改善了接收器的整体线性指标。值得强调的是，如果通过在混频器前端提高增益来改善串联噪声系数，也必须提高混频器的线性度，以保持接收器的整体线性指标。MAXIM的MAX9993、MAX9981和MAX9982混频器还包括有本振（LO）驱动电路。

Maxim的MAX9993高线性度下变频混频器具有图1所示功能。

MAX9993在PCS和UMTS频带的指标如下：

变频增益=8.5dB

噪声系数=9.5dB

三阶输入截点（IIP3）=+23.5dBm

三阶输出截点（OIP3）=+32dBm

二阶输入截点（IIP2）=+60dBm

二阶输出截点（OIP2）=+68.5dBm

低本振驱动电平：0到+6dBm

两路开关（SPDT）为GSM应用选择LO输入（本振开关在无切换应用重，如cdma2000，选择固定本振信号）

图2所示是一个无源混频器、中频放大器和LO放大器组成的分立方案。图中使用了单端元件，其二阶线性度与Maxim的集成混频器相比较差。从集成RF混频器的数据资料看，为了与Maxim的集成混频器进行比较，RF电路设计人员必须在无源设计中考虑各个分立元件的等效串联特性。例如，设计人员不仅要注意无源混频器的三阶输入截点，而且要考虑它的三阶输出截点和包括中频放大级在内的整体系统响应。此外，设计者还必须计算无源混频器方案的等效增益和噪声系数，并将结果与集成混频器参数进行比较。

对每级电路都使用了以下符号：

G=变频功率增益

NF=噪声系数

IIP3=输入三阶截点

OIP3=输出三阶截点

　　实例

参照图2，计算中频放大器参数，得到与MAX9993增益、噪声系数和三阶截点性能相当的整体串联响应。假定Mini-CircuitsHJK-19MH无源混频器用于PCS和UMTS频带，给定参数为：

G1=-7.5dB

NF1=7.5dB（假设）

IIP31=+29dBm

OIP31=IIP31+G1=+21.5dBm

将MAX9993的典型指标作为PCS和UMTS频带的典型参数：

Gsys=系统总增益=+8.5dB

NFsys=系统噪声系数=9.5dB

IIP3sys=系统输入三阶截点=+23.5dBm

OIP3sys=系统输出三阶截点=+32dBm

所需中频放大器增益

由下式确定中频放大器的增益：

Gsys=8.5dB=G1+G2，由此解得G2，

G2=Gsys-G1=8.5dB-（-7.5dB）=16dB

所需中频放大器噪声系数

为了得到9.5dB的串联噪声系数，假定无源混频器的噪声系数等于7.5dB，使用通用的串联噪声系数方程可求得所要求的中频放大器噪声系数，其中，噪声系数（以dB为单位）等于10×log（噪声系数）。

NFsys=9.5dB=10×log（系统噪声系数）

=10×log（Fsys）

=10×log（F1+（F2-1）/G1）

用下式求解NF2：

NF2=10×log（（Fsys-F1）×G1+1）

=10×log（（10^（9.5/10）-10^（7.5/10））×（10^（-7.5/10））+1）

=10×log（（8.91-5.62）×0.18+1）

=10×log（1.59）

=2dB

所需中频放大器三阶截点

使用串联输入截点方程确定中频放大器的输入三阶截。

IIP3sys（dBm）=+23.5dBm

=10×log（IIP3值）

=10×log（1/（1/10^（IIP31/10）+10^（G1/10）/10^（IIP32/10）））

求解以确定中频放大电路所要求的三阶截点：

IIP32（dBm）=10×log（10^（G1/10）×（1/（1/10^（IIP3sys/10）-1/10^（IIP31/10））））

=10×log（10^（-7.5/10）×（1/（1/10^（23.5/10）-1/10^（29/10））））

=17.5dBm

由可得到放大器的输出三阶截点如下：

OIP32（dBm）=OIP32+G2

=+17.5dBm+16dB

=+33.5dBm

串联结果

图3总结了等效的串联参数：

由计算所得的中频放大器参数可知，要找到一个具有16dB增益和2dB噪声系数的中频放大器非常困难，而且使用该分立方案不能达到MAX9993所具备的二阶线性指标。另外，还至少需要一个或两个外部本振放大器，以产生Mini-CircuitsHJK-19MH混频器所要求的+13dBm本振驱动电平。

　　结论

设计接收机时，设计人员在选择集成混频器方案时会顾及到计算分立方案的等效串联指标，而后将其与Maxim的集成混频器比较。本文明确给出了集成混频器方案与分立混频器方案相比所具备的优点。比较两种方案时，必须考虑的重要参数包括：变频增益、噪声系数和线性度（主要是二阶和三阶）。本应用笔记也给出了计算串联参数的正确方法。