D类音效放大器的2W1H：What、Why & How（下）

本篇文章接续上篇对D类放大器的介绍，进一步解释D类放大器如何达到良好音质、调变技术、电磁波干扰抑制等问题，以及如何降低基于D类放大器的音效系统成本。
音质
D类放大器要达到整体的良好音质必须要解决几个问题。
喀嗒声和砰爆声（Clicks and pops），在开关放大器时发生的吵杂声。可惜的是，除非很小心地处理放大器静音或非静音时的调变阶段、输出阶定时，以及LC滤波器阶段，D类放大器很容易出现这种情形

信号噪音比（SNR）：为了避免放大器噪音底层（noise floor）出现可听见的嘶嘶声，用于可携式应用的低功率放大器SNR值应该要超过90 dB，中功率设计要超过100 dB，而高功率设计则是110 dB。有各种放大器的设计方法可以达到这些要求，但是必须在放大器设计中追踪个别的噪音来源以确保良好的整体SNR值。

失真机制：包括了调变技术或是调变设计方法中的非线性因素—以及用来解决输出阶穿透电流问题的停机时间。

关于音频信号强度的资讯通常编码于D类放大器输出脉冲波的宽度中。加入停机时间以预防输出阶穿透电流导致非线性的定时误差，这会使扬声器产生与理想脉冲宽度定时误差成比例的讯号失真。将避免穿透电流的停机时间缩到最短通常是将失真降到最低的最好方法；关于最佳化调整切换输出级失真性能的详细设计方法请参见进阶阅读2。

其他的失真来源包括：输出脉冲上升及下降次数不相符、输出电晶体闸道驱动电路的定时特性不相符，以及LC低通滤波器零件的非线性特性。

供电抑制 （PSR）: 在图2的电路中，供电杂讯几乎是没有受到抑制地直接连接着扬声器。这是因为输出级电晶体经由非常低的阻抗将供电连结到低通滤波器。滤波器抑制了高频噪音，但是其设计可以让包括噪音的所有音频频率通过。进阶阅读3提供对于单端及差动切换输出阶电路中的供电噪音效应有详尽的说明。

如果没有解决失真或是供电的问题，就很难达到高于10 dB的PSR，或是低于0.1%的总谐失真率（THD），THD容易成为刺耳的高阶种类。

幸好有好方法解决这些问题。有高回路增益的回授 电路（就像许多线性放大器设计中所用的）很有帮助。从LC滤波器输入端的回授 信号能大幅改善PSR，并减弱所有非LC滤波器的失真机制。在回授回路中加入扬声器可以减弱LC滤波器的非线性特性。设计良好的封闭回路D类放大器可以作到PSR > 60 dB和THD < 0.01%的高级音响等级音质。

然而回授电路使得放大器设计复杂化，因为必须要解决回路的稳定性（高级设计的重要考量）。此外，有必要使用连续时间模拟回授 电路以撷取关于脉冲定时误差的重要资讯，所以控制回路一定要包括模拟电路以处理回授 信号。这会增加制造积体电路时的晶元（die）成本。

为了降低IC成本，有些制造商喜欢减少或将模拟电路内容缩减到最少。有些产品采用数字开放回路调变器，加上模拟数字转换器以侦测供电变化—并调整调变器的行为进行补偿，如进阶阅读3所提出的方法。这可以改善PSR，但是无法解决任何失真的问题。其化的数字调变器试图对预测的输出阶定时误差作事先补偿，或是修正调变器的非线性。这样至少可以解决部份的失真机制，但不是全部。开放回路D类放大器可以处理容许一般音质的应用方案，但要达到最佳音质看来需要某些回授电路。
　

调变技术
有很多相关研究和智慧财产所提供的方法都可以作出D类调变器。本文将只介绍基本概念。

所有的D类调变将音效信号的资讯编码为一连串的脉冲波。一般而言，脉冲宽度与音效信号的振幅有关，而脉冲的频谱包含了想要的音效信号和不想要（但不可避免的）高频内容。所有设计方法的整体高频功率总和约略是相等的，因为时域波形的总功率是雷同的，而根据Parseval的理论，时域功率一定要等于频域功率。但是能量失真则大为不同：在某些方法中低杂讯底层的顶端会有高能量的音调，但在其他方法里，能量因被修整过所以音调会被消除，但杂讯底层较高。

最常见的调变技术是脉冲宽度调变（PWM）。在概念上，PWM将输入音效信号比作以固定载波频率进行的三角或斜面（ramping）波形。产生了一连串有载波频率的脉冲波。在载波的每个週期内，PWM脉冲的责任宽度比（duty ratio）与音效信号的振幅成正比。在图7的例子中，音讯输入和三角波都以0 V为中心，所以对输入为0时，输出脉冲的宽度责任比为50%。对大量的正向输入则接近于100%，大量的负向输入则近似0%。如果音效振幅超出三角波，会产生完全调变，脉冲列停止切换，而此一个别周期内的宽度责任比不是0%就是100%。

PWM吸引人的原因是它能在PWM载波频率为几十万赫兹时达到100-dB或更好的音效频带SNR值—此频率低到足以限制输出阶的切换损失。另外，很多PWM调变器在直到接近100%调变的范围内都是稳定的，在概念上可允许高达过载点的高输出功率。但是PWM有一些问题：首先，许多设计中的PWM过程本身就会有失真现象（进阶阅读4）；其次，PWM载波频率的谐波在AM收音机频带中产生电磁干扰；最后，PWM脉冲宽度在接近完全调变时变得非常小。这造成多数切换输出阶闸道驱动电路的问题—以其有限的驱动能力，它们没有够快的速度作适当的切换，以在几奈秒的宽度中重现短脉冲波。因此，以PWM为主的放大器通常是不可能作到完全调变的，这限制了可达成的最大输出功率比只考虑供电电压、电晶体开启电阻，和扬声器阻抗的理论最大值要少一些。

PWM的替代方案之一是脉冲密度调变（PDM），在一定时间内的脉冲数目与输入音效信号的平均值成正比。个别的脉冲宽度不会像PWM的多变，而是「量子化」为调变器时脉週期的倍数。1位元的sigma-delta调变为PDM的一种型式。

多数的sigma-delta高频能量分佈于广大频率范围—而不是像PWM一样集中在载波频率倍数的音调上，这让sigma-delta调变具有比PWM更多的潜在EMI优点。能量依然存在于PDM取样时脉频率的影像上，但是在从3 MHz到6 MHz的典型时脉频率时，影像会在音讯频带的外侧—而且会受到LC低通滤波器的影响而大幅减弱。

Sigma-delta的另一项好处是最小的脉冲宽度为一个取样时脉周期，即使在信号接近完全调变的情况时也是如此。这有助于闸道驱动器的设计，并且可以安全运作到理论的全功率值。然而1位元的sigma-delta调变并不常用在D类放大器（进阶阅读4），因为一般的1位元调变器仅能维持稳定到50%的调变。此外，至少要作到64倍取样才能达到足够的音讯频带SNR，所以输出资料速率通常都至少在1 MHz以上而功率效率也有限。

最近已经开发出自振荡放大器，像是进阶阅读5所提及的。这种放大器一定包含有回授回路，因而具备测量调变器切换频率的回路性质，而不用外接时脉。高频能量的分布通常比PWM平均。多亏有回授 电路所以可能达到顶级的音质，但是由于回路是自我振荡的，因此难以与其他切换电路同步，或是要先将数字音源由数字转换成模拟信号才能连接。

全桥电路（图3）可以用「3段」调变来降低差动的电磁干扰。在常见的差动作业中，半桥A的输出极性必须要与半桥B相反。只会有两种差动作业状况：输出A高电位和输出B低电位；以及A低B高。不过当两个半桥输出同极性（同高或同低）时，会出现两种额外的一般模式状况。结合其中一组一般模式状况与差动状况就得到3段调变，LC滤波器的差动输入可以为正、0、或是负。0的状况可用来代表低功率等级，而不用像在2段设计中在正负间切换。在0的状况时LC滤波器只有很少的差动活动，这虽减少了差动电磁干扰，而实际上却增加了一般模式的电磁干扰。差动的好处只适用于低功率等级，因为正和负的情况必须要维持固定以传送足够的功率到扬声器。3段调变设计方法中不断变化的一般模式电压等级代表着封闭迴路放大器的设计难题。

图7. PWM概念和范例

抑制电磁干扰
D类放大器输出端的高频零件值得我们慎重思考。如果没有充分地了解和管理，这些零件会产生大量的电磁干扰并中断其他设备的运作。

有两种值得注意的电磁干扰：幅射到空间以及经由扬声器和电源线所传导的信号。D类调变设计方法能测量传导及幅射电磁干扰的零件基线频谱。不过有一些电路板层级的设计技术能减少D类放大器所发出的电磁干扰，不论其基线频谱为何。

一个有用的定律是将负载高频电流的迴路区域减到最小，因为关取的电磁干扰强度与迴路区域和迴路接近其他电路的程度有关。比如说，整个LC滤波器（包括扬声器的接线）的规划应该要尽可能地精简，并紧靠着放大器。电流驱动和回归路径的轨迹应该保持在同一条，将迴路区域最小化（使用绞线当作扬声器的线路是有帮助的）。另一个要注意的地方是当切换输出阶电晶体的闸道电容器所产生的大量电荷瞬变电流。一般来说这种电荷来自于贮存电容，形成了包括两种电容的电流回路。将回路区域最小化可以消弭此迴路的瞬变电流电磁干扰影响，也就是将贮存电容尽可能地紧临所存电的电晶体。

有时候加入串联放大器电流的扼流圈（RF choke）是有用的。经由适当的配置后，它们可以限制高频瞬变电流在靠近放大器的本地回路，而不会延着电源线传导到长距离。

如果闸道驱动非重叠时间很长，由扬声器或LC滤波器产生的电感电流可能会造成输出阶电晶体终端的寄生二极管发生顺向偏压。当非重叠时间结束时，二极管上的偏压会由顺向改成反向。大量的反向回復突波会在二极管完全关闭前流出，变成一个麻烦的电磁干扰来源。维持很短的非重叠时间可以将此问题减到最小（也适合减少音效失真）。假使反向回復行为仍然无法令人满意，可以并联萧基二极管和电晶体的寄生二极管，使电流转移并防止寄生二极管被开启。这会有用的原因是萧基二极管接合的金属半导体在本质上不受反向回復效应的影响。

具有超环面电感核心的LC滤波器可以将放大器电流产生的杂散磁场线减到最少。由较便宜的鼓面核心所产生的幅射可以经由覆盖而减少，而成为一个兼顾成本和EMI性能的良好折衷方案—如果小心确保覆盖不会影响电感器线性和扬声器音质到无法接受的地步。
LC滤波器设计
为了节省成本和电路板空间，大部份的D类放大器LC滤波器都是採用二阶低通设计。图3描绘出差动版的二阶LC滤波器。扬声器的作用是减缓电路固有的共振。即使扬声器的阻抗有时候近似于普通的电阻，真正的阻抗是更复杂且可能包含重要的反应零件。为了得到最好的滤波器设计结果，设计者永远要寻求使用精确的扬声器模型。

常用的滤波器设计选择是针对在要处理的最高音讯频率最小化时，滤波器响应下降的最低频宽。如果在高达20 kHz的频率想要有少于1 dB的下降幅度，那么典型滤波器就有40-kHz的Butterworth响应（以达到最大的平通频带）。下表的名义零件值提供常用的扬声器阻抗和标准L及C值的近似Butterworth响应：

　

电感L（μH）

电容C（μF）

扬声器电阻（Ω）

-3dB频寛（kHz）

10

1.2

4

50

15

1

6

41

22

0.68

8

41

如果设计内容不包括扬声器的回授 ，扬声器的THD值会受LC滤波器零件的线性影响。

电感器设计因素：设计或挑选电感器的重要因素包括核心的电流等级和形状，以及绕线电阻。

电流等级：选择的核心应该要有高于最高预期放大器电流的电流等级。理由是如果电流超过电流等级临界值且磁通密度太高，许多电感核心会磁场饱合—造成有害的剧幅电感衰减。

电感是用线圈缠绕核心所作成。如果缠很多圈，则总线圈长度所造成的电阻是显着的。既然电阻串联着半桥和扬声器，部分输出功率会因此损耗。如果电阻太高，使用较粗的线圈或换用不同材质的核心，少绕几圈以得到理想的电感值。

最后，不要忘了电感的型式如上述的会影响EMI。

系统成本
影响采用D类放器的音效系统整体成本的重要因素为何？我们要如何将成本最小化？

D类放大器的主动零件为交换输出阶和调变器。这些的建构成本约略等于模拟线性放大器。当考虑其他系统零件时才是真正要作取捨的时候。

D类放大器较低的损耗量节省了像是散热鳍或风扇的冷却装置成本（及空间）。D类积体电路放大器可能可以使用比线性放大器小和便宜的封装方式。当由数位音讯来源驱动时，类比线性放大器需要数字模拟转换器（DAC）将音频转换为模拟形式。模拟输入的D类放大器也是如此，不过数字输入的种类就有效整合了DAC功能。

在另一方面，D类放大器的主要成本劣势是LC滤波器。零件—尤其是电感器—占用电路板空间并增加费用。高功率放大器的整体系统成本仍然是具竞争力的，因为LC滤波器的成本被大幅节省的冷却装置所抵销。但是在易受成本影响且低功率的应用方案中，电感器的费用变成十分棘手。在像是移动电话用的便宜放大器的极端例子里，放大器IC可能比整个LC滤波器成本还便宜。此外，即使忽略货币成本，LC滤波器所佔用的电路板空间对小型应用来说仍然是个问题。

为了解决这些顾虑，有时候会完全不用LC滤波器，而产生了无滤波器放大器。这节省了成本和空间，但失去了低通滤波的优点。没有滤波器的电磁干扰和高频功率损耗可能会上升到无法接受的程度—除非扬声器是电感的而且非常靠近放大器，电流回路极小，而且功率等级很低。即使像是移动电话的应用可以作到，对家庭音响等的高功率系统是不合用的。

另一个方法是减少每个音频频道所需要的LC滤波器数目。这可以用单端半桥输出阶来作到，只需要差动、全桥电路一半数目的电感和电容。可是如果半桥需要双极供电，产生负向电源的相关成本可能会相当高，除非负向电源已经为了一些其他目的而存在—或者放大器有足够的音频频道来分摊负向电源的成本。半桥电路也可以由单一电源供电，但这会减少输出功率而经常需要辅以大型的直流阻隔电容器。
ADI的D类放大器简化设计
所有刚才讨论过的设计难题可以加总成一个要求相当高的专案。为了节省设计者的时间，ADI提供众多采用可程式化增益放大器、调变器，和功率输出阶的D类放大器积体电路1。每一种放大器都有展示板以简化评估。每一块板子的PCB配置和材料清单都是切实可行的参考设计，这有助于顾客快速设计出可行且符合成本效益的音效系统，而不必从D类放大器设计的「石器时代」设计难题重头开始解决。

举例来说，AD19902、AD19923、AD19944和AD19965为一系列的双重放大器IC，针对需要两个频道的中功率立体声或单声道应用所设计，其每频道输出功率分别为高达5、10、 25，和40。