全数字单相三电平整流器控制电路设计

摘要：三电平整流器由于其独特的优点，受到了越来越多的重视。介绍了三电平桥式整流器的工作原理，并用数字信号处理器对其控制系统进行了实现，说明了全数字控制系统的硬件设计和软件设计的方法。仿真和实验结果验证了理论研究的结果。

关键词：数字信号处理器；三电平；PWM整流器；功率因数校正

0    引言

    三电平（ThreeLevel，TL）整流器是一种可用于高压大功率的PWM整流器，具有功率因数接近1，且开关电压应力比两电平减小一半的优点。文献[1]及[2]提到一种三电平Boost电路，用于对整流桥进行功率因数校正，但由于二极管整流电路的不可逆性，无法实现功率流的双向流动。文献[3]，[4]及[5]提到了几种三电平PWM整流器，尽管实现了三电平，但开关管上电压应力减少一半的优点没有实现。三电平整流器尽管比两电平整流器开关数量多，控制复杂，但其具有两电平整流器所不具备的特点：

    1）电平数的增加使之具有更小的直流侧电压脉动和更佳的动态性能，在开关频率很低时，如300～500Hz就能满足对电流谐波的要求；

    2）电平数的增加也使电源侧电流比两电平中的电流更接近正弦，且随着电平数的增加，正弦性越好，功率因数更高；

    3）开关的增加也有利于降低开关管上的电压压应力，提高装置工作的稳定性，适用于对电压要求较高的场合。

1    TL整流器工作原理

    TL整流器主电路如图1所示，由8个开关管V₁₁～V₄₂组成三电平桥式电路。假定 u ₁= u ₂= u _d/2，则每只开关管将承担直流侧电压的一半。

图1    TL整流器主电路

    以左半桥臂为例，1态时，当电流 i _s为正值时，电流从A点流经VD₁₁及VD₁₂到输出端；当 i _s为负值时，电流从A点流经V₁₁及V₁₂到输出端，因此，无论 i _s为何值，均有 u _AG= u _CG=＋ u _d/2，D₁防止了电容 C ₁被V₁₁(VD₁₁)短接。同理，在0态时，有 u _AG=0；在－1态时，有 u _AG= u _DG=－ u _d/2，D₂防止了电容 C ₂被V₂₂(VD₂₂)短接。

    右半桥臂原理类似，因此A及B端电压波形如图2所示，从而在交流侧电压 u _AB上产生五个电平：＋ u _d，＋ u _d/2，0，－ u _d/2，－ u _d。

图2    TL整流器波形

    每个半桥均有三种工作状态，整个TL桥共有3²=9个状态。分别如下：    

    状态0(1,1)    开关管V₁₁，V₁₂，V₃₁，V₃₂开通，变换器交流侧电压 u _AB等于0，电容通过直流侧负载放电，线路电流 i _s的大小随主电路电压 u _s的变化而增加或减小。

    状态1(1,0)    开关管V₁₁，V₁₂，V₃₂，V₄₁开通，交流侧输入电压 u _AB等于 u _d/2，输入端电感电压等于 u _s－ u ₁。电容 C ₁电压被正向(或反向)电流充电( u ₁< u _s，或放电 u _s< u ₁)， C ₂通过直流侧负载放电。

    状态2(1,－1)    开关管V₁₁，V₁₂，V₄₁，V₄₂开通，输入电压 u _AB= u _d，正向(或反向)电流对电容 C ₁及 C ₂充电(或放电)，由于输入电感电压反向，电流 i _s逐渐减小。

    状态3(0,1)    开关管V₁₂，V₂₁，V₃₁，V₃₂开通，交流侧输入电压 u _AB等于－ u _d/2，输入电感上电压等于 u _s＋ u ₁。电容电压被正向(或反向)电流充电(或放电)。

    状态4(0,0)    开关管V₁₂，V₂₁，V₃₂，V₄₁开通，输入端电压为0，电容通过直流侧负载放电，线路电流 i _s的大小随主电路电压 u _s的变化而增加或减小。

    状态5(0,－1)    开关管V₁₂，V₂₁，V₄₁，V₄₂开通，交流侧电压为 u _d/2，正向(或反向)电流对电容 C ₂充电(或放电)，电容 C ₁通过负载电流放电。

    状态6(－1,1)    开关管V₂₁，V₂₂，V₃₁，V₃₂开通， u _AB=－ u _d，正向(或反向)线电流对两个电容 C ₁及 C ₂充电(或放电)，由于升压电感电压正向，线电流将逐渐增加。

    状态7(－1,0)    开关管V₂₁，V₂₂，V₃₂，V₄₁开通，交流侧电压电平为－ u _d/2，正向(或反向)电流对电容 C ₂充电(或放电)，电容 C ₁通过负载电流放电。

    状态8(－1,－1)    开关管V₂₁，V₂₂，V₄₁，V₄₂开通，输入端电压为0，升压电感电压等于 u _s，两个电容 C ₁及 C ₂均通过负载电流放电。电流 i _s根据电压 u _s的变化而增加(或减小)。

2    硬件电路设计

    从图2可以看出，在输入电压频率恒定的情况下，要在变换器交流侧产生一个三电平电压波形，输入电压一个周期内应定义两个操作范围：区域1和区域2，如图3所示。

图3    工作区域 [p]

    在区域1，电压大于－ u _d/2，并且小于 u _d/2，在电压 u _AB上产生三个电平：－ u _d/2，0， u _d/2。同理，在区域2，电压绝对值大于 u _d/2，并小于直流侧电压 u _d，在电压正半周期(或负半周期)上产生两个电平： u _d/2和 u _d(或－ u _d/2和－ u _d)。相应电平的工作区域如表1所列。

表1    相应电平的工作区域

    为方便控制，这里定义两个控制变量 S _A及 S _B，其中

    S _A=（1）

    S _B=（2）

    根据表1可以设计一个开关查询表，如表2所列，将其存储在DSP中，当进行实时控制时，便可根据输入电压、电流信号，从表中查询所需采取的开关策略。

表2    查询表

    整个控制系统以一片DSP为核心，控制框图如图4所示。

图4    控制框图

    锁相环电路产生一个与电源电压同相位的单位正弦波形， u _d的采样信号通过低速电压外环调节器进行调节，电流 i _s的采样信号通过高速电流内环G₁进行调节，电容 C ₁端直流电压 u ₁与电容 C ₂端直流电压 u ₂分别通过两个PI调节器进行调节，补偿环G₂用于补偿两只电容电压的不平衡。

    检测的线电流命令 i _s与参考电流 i _s^＊比较，产生的电流误差信号送至电流内环G₁，以跟踪电源电流变化，产生的线电流波形将与主电压同相位。

3    软件设计

    系统采用两个通用定时器GPT₁及GPT₂来产生周期性的CPU中断，其中GPT₁用于PWM信号产生、ADC采样和高频电流环控制(20kHz)，GPT₂用于低频电压环的控制(10kHz)，两者均采用连续升/降计数模式。低速电压环的采样时间为100μs，高速电流环采样时间为50μs。中断屏蔽寄存器IMR，EVIMRA和EVIMRB使GPT₁在下降沿和特定周期产生中断，GPT₂则仅在下降沿产生中断。

    整个程序分为主程序模块、初始化模块、电流控制环计算模块、电压控制环计算模块、PWM信号产生模块等五大部份。程序流程如图5所示。

图5    主程序流程  [p]

4    仿真结果及实验

    仿真参数如下：输入电压us交流220V，50Hz，

    输出功率1kW，开关管GTO，开关频率500Hz。整流状态和逆变状态下电源电压 u _s、电源电流 i _s、交流侧电压 u _AB波形分别如图6及图7所示。

图6    整流状态波形

图7    逆变状态波形

    实验结果也证实了设计的正确性，在采用GTO管、开关频率较低（500Hz）时，输入侧电流波形仍然非常接近正弦，装置得到了接近1的功率因数，同时开关上的电压应力减少了一半。

5    结语

    采用全数字控制的三电平PWM整流器将控制系统外围电路减至最少，在较低成本下可以获得很高的性能。基于DSP的三电平整流器比传统功率因数校正电路动态性能更好，在较低的开关频率下就可以获得比较好的正弦化电流波形，并可用于GTO等开关器件。如用于高压、大功率三相电路、VVVF电源、电机控制等领域，该方案优越性更明显。