基于FAN6754A在PWM反激式开关电源应用设计

　　本文介绍了新款峰值电流型PWM控制芯片FAN6754A的工作特性和原理，分析了反激式开关电源的设计原理以及工作过程。针对次级电路结构，设计了一种新型反激式开关稳压电源。着重介绍了反激式开关电源的变压器设计过程，包括电感值的计算、磁芯的选择、绕组匝数的确定以及气隙等。利用三端稳压器TL431配合FAN6754A实现了对电源电压的控制和稳压输出，采用光耦器件实现了输入/输出的隔离和反馈。并在电源电路中加入了热敏电阻以及过压、过流保护等保护措施。实验测试结果表明：所设计的电源效率接近89%、稳压性能优良、纹波小、电压调整率、负载调整率高等优点。

　　不论在成本还是在技术方面，反激式拓扑都已被证明是一种有效的解决方案，在笔记本电脑的AC-DC适配器和充电器中用PWM功率转换来实现。这里本文设计了一种采用FAN6754A控制芯片应用于65W/19V笔记本电源适配器的新型反激式开关电源。

　　FAN6754A概述

　　FAN6754A是飞兆半导体(Fairchild)公司一款高度集成的用于通用开关电源和包括电源适配器在内的反激式绿色PWM控制器，可满足目前严苛的国际节能规范要求， FAN6754A可提供高启动电压，将轻负载下的能效 提高25%.内置8ms软启动电路可大大减少MOSFET启动时的电流尖峰和输出电压过冲现象。 FAN6754A能降低EMI多达5-10dB的抖频功能，此外，FAN6754A加入了数项设计功能，能够降低总体功耗，例如专有绿色模式功能，提供关断时间调制以连续减低轻负载条件下的开关频率。

　　FAN6754A内置了多种稳健、精确的保护功能，以保护电源避免故障，完全无需增添外部组件或电路，如过低电压保护、欠压锁定(UVLO)、过压保护(OVP)、过载保护(OLP)和过温保护(OTP)、过流保护(OCP) 和过流限制(OCL)。VDD过压保护(OVP)功能可防止反馈环路开环等异常状况造成的损害。当VDD因异常状况超过24V时，PWM输出将会关断。欠压锁定(UVLO)电路有两个阈值，即导通和关断阈值，分别内固定为17V和10V.这里的UVLO具有两段式的关断阈值，控制器的保护动作时，VDD电压下降到UVLO的关断阈值10V之下，PWM输出将被停止。但VDD此时不会马上重新上升，会继续下降到完全关断电压点6.5V之后，VDD才会重新上升到启动电压点，PWM控制器便会重新输出脉冲，这种机制使电源在输出短路或开环等异常情况下，平均输入功率可以被大大降低，不会发生电源过热的现象。不同于以往的PWM控制器，FAN6754A的HV4引脚还能执行AC欠压保护功能。采用一个快速二极管和启动电阻来对AC线电压进行采样(每180μS一次采样，脉宽20μS)，每一个采样周期峰值都被更新并存储在寄存器中，这个峰值可用于欠压和电流级限制调节。当HV引脚上的电压低于欠压电压时，PWM 输出关断。此外， HV 引脚能够进行限流值调整，缩小整个AC 电压范围上的过流保护容限。

　　反激式开关电源的设计

　　电源主电路采用单端反激式拓扑结构，开机后，220V市电经过EMI滤波器、整流桥BD和滤波电容后，转化为约310V的直流电;220V市电的通过启动电阻R7触发芯片内部的恒流源对VDD电容充电，当VDD达到导通门槛电压后，FAN6754A输出脉冲，电源开始工作，此后芯片由辅助绕组供电， 电压维持在17V左右。主开关管开通后，次级Q3 处于断态，原边N1绕组的电流线性增长，电感储能增加;开关管关断后，N1绕组的电流被切断，变压器中的磁场能量通过副边绕组和Q3向输出端释放。 FAN6754A 8脚产生的PWM脉冲输出，推动开关管的导通和截止，通过高频变压器将电压输出到次级绕组上，高频方波脉冲电压再经整流滤波变成直流电压输出。反馈绕组取得的输出电压经过分压、采样后输入误差放大器，与基准电压比较产生控制电压，即输出脉宽，实现了稳压作用.本文设计要求：输入交流 90V~264V,一路为电源输出19V/3.42A,一路给PWM控制器供电17V/1.5mA;输出均无后级线性调整器，频率65kHz，随着输入电压的变化能自动调节PWM输出来保证输出电压的稳定，总输出功率65W，效率为80%。设计如下图所示。

　　根据设计要求当HV 启动时输入直流电压典型值104V(相当于交流80.6V)时电源起动， 驱动HV 电流为最小2.0mA,典型电流为3.5mA, 根据输入电压范围及HV 内阻为1.62K,考虑取裕量选定一个1N4007 和200K 高压电阻。另外，为兼顾开机启动时间和VDD 供电能力，采用了两个电解电容，中间用二极管隔开的供电线路，开机时， 市电通过HV 脚只对靠近IC 的第一个电容充电，I C 快速启动后，二级管导通，两个电容一起给IC 供电。电源正常模式开关频率为65KHz，在具体设计中选定Rt=5.6K，Ct=1nF。

　　反激变换器要求输入交流电压为90V~264V能够正常使用，最大输入电压时加在变换器上的整流直流电压为：

　　此处MOSFET管承受的漏源间最大电压， Vds_max=Uinmax+nVo.假设n是4.5,Vo是19V,则Vds_max=373+4.5*19=458.5(V)， 因为还有漏感产生的尖峰电压存在，应留有一定裕量，取650V耐压的 MOSFET.MOSFET管选用标准为：在满足器件开关应力的前提下，驱动电路使输出的驱动波形具有陡峭的上升沿和下降沿，设计中选定MOSFET型号为：SPA07N65C3(漏源级电压650V， 漏极电流7A，导通电阻0.6Ω)。

　　由于变压器的绕制工艺引起的漏感以及负载的电感性引起的开关电压应力过大可能导致开关管的损坏，此处采用的是有瞬态电压抑制器与二极管串联构成的尖峰电压吸收网络，可有效防止功率MOSFET 管关断过程中承受的反压。D8 是型号P6 KE150A 的TVS(Transient Voltage Suppresser)， 钳位电压150V/耗散功率600W,D9 是BYV95C(1 A/1KV)具有软恢复特性的二级管。开关管Vds 的最大钳位电压：Vds(clamp)=Vds_max+VD5=458.5+1 50=608.5(V)， 小于MOSFET 额定值650V.在此吸收网络与传统的RCD 吸收网络不同的是，在低压输入或轻载的情况下，开关管的Vds 电压不足以使其动作，这样减少了功率的损耗，提升了整机低压输入和轻载时的效率。

　　FAN6754A 具有开环保护(OLP)功能，在出现开环或输出短路故障时可确保系统的安全性。输入到SENSE6 脚的外部电阻值可转为电压值，与芯片内部构成电流内环控制。以电压反馈环路的反馈电压VFB 为参考值，一旦VFB 低于阈值电压，开关频率便会持续降低。目前大多数开关电源都采用离线式结构，一般从次级绕组回路中通过电阻分压取样，但由于反馈不能直接从输出电压取样，没有隔离故抗干扰能力差，不适合精度要求较高或负载变化范围较宽的场合，这里采用可调式精密并联稳压器TL431 配合光耦构成反馈回路。并联稳压器T L431CLP 输出电压大约为2.5V，IF50mA，CTR>5 0%.TL431CLP 与光耦FOD817A 构成精密反馈回路，对Vo19V 做精细调整，组成精密开关电源，使电压调整率和负调整率达到0.2%以下。PWM 占空比由FB 电压和电流取样来决定。取R21=0.15Ω， 当电流流过MOSFET 短路地时，FAN6754A 内部电流放大器使导通宽度变窄，输出电压下降，直至使FAN6754A 停止工作，没有触发脉冲输出，使MOS 管截止，达到保护功率管的目的。当Vsense 小于大约0.46V 时，进入SENSE6 脚短路保护。如果反馈电压(FB)有一定时间大于4.6V，PWM 脉冲即被禁用。

　　通过采用一个外部负温度系数(NTC)热敏电阻来感测外部系统的温度，可实现过热保护(OTP)功能。NTC 热敏电阻TR1 的阻抗随温度增加而下降， RT5 引脚上的电压VRT 相应降低。如果VRT 小于1.035V,PWM 在12mS 后关断。如果VRT 小于0. 7V,PWM 在100uS 后关断。

　　输出二极管RC 吸收网络的设计可以遵循下面步骤：(1)测试不加RC 网络时的二极管反向电压谐振周期Tr;(2)选取一个陶瓷电容Cdsn 与二极管并联，使其反压的谐振周期为2*Tr;(3)根据下式计算吸收电阻Rdsn:Rdsn=3*Tr/(2π*Cdsn)。根据以上实际得到的R19;C21 数值分别为：47Ω 和1nF。

　　高频变压器承担着储能、变压、传递能量等工作，其设计如下。

　　(1)功率选择。

　　二次绕组为FAN6754A 的W2 工作供电和W3 输出。W2 工作电压为19V 和峰值电流约3.42A, 可得估算输出功率约为65W。

　　(2)磁芯的选用。

　　本设计选用的开关频率为65kHz，由功率-磁芯尺寸图查得选用RM10 铁氧体磁芯，其有效面积A e 为98mm2，饱和磁通密度在100℃为390mT。

　　(3)绕组匝数的确定。

　　原边绕组开关管的最大开通时间对应在最低输入电压和最大负载时发生。在本设计中，最大占空比为：D=Ton/T=0.5，对应周期时长为：T=l/f=1 5us，则Ton=7.5us.

　　由此可得，变压器原边匝数为：

　　△B取0.2Tesla，取Np=50 匝。根据反激式电路原边与副边电压的关系：Vo= [(Ns/Np)*D/(1-D)]*Vp,计算W2 绕组(+1 9V)的匝数。设整流二极管压降0.7V，绕组压降0. 6V，则绕组输出电压值为：

　　同理，供电给FAN6754A VDD17V/1.5mA 也可获得。

　　(4)变压器原边电感的计算校核

　　在开关管开通时，原边的平均输入电流为：I1 =Po/ηVs，式中变压器的效率取η=85%，则有：

　　I1=65/(0.85*90√2 )=0.60A

　　峰值电流是Ipeak=2*I1/Dm ax=2*0.60/0.50=2.4A.

　　设计变压器原边电流的变化量：△I=(2/3)*I peak=2.40*2/3=1.6A.

　　由电压与电流变化量关系V=L(△I/△T)，可得：

　　符合此处的工作要求。

在最低压输入和最大峰值电流是变压器工作的最差情况，据此条件验证变压器是否饱和，由公式：Bmax=L

*Ipeak/(Ae*Np)， 代入相关参数得Bma x=0.3T，小于0.39T 的饱和磁通密度，设计通过。

　　根据计算的电感量，加入适量的气隙0.36mm，保证变压器原边在开通时能储存一定能量，并在关断期间将这些能量传递到副边，使变压器可靠工作。

　　实验结果及分析

　　依据上述分析，研制了一台反激式开关电源， 并对系统的性能进行了测试。下表是在20AWG输出线端测得的效率数据：

　　表1 电源性能测试结果

　　从表1可看出，在115Vac/50Hz输入条件下，测得的FAN6754A变换器的平均效率为88.66%,在 230Vac/50Hz输入条件下为 88.88%.这主要得益于FAN6754A的工作频率可以随负载变化的特性。在输出空载时，样机工作于间歇工作模式，测试264Vac输入时，输入功率为88mW.同时样机电压调整率、负载调整率均达到±2%内，输出纹波不大于25 mV。

　　图2 90V 时输出

　　图3 264V 时输出

　　图2、3 分别为90V 和264V 交流输入时开关电源的输出波形。CH1:Vds、CH2:Vgs、CH3:Ids。图2 是MOSFET 满载工作波形，显示低压90Vac 时电源工作于电流连续模式，高压264Vac 时电源工作于电流不连续模式，同时各自的电压和电流符合预期的设计。这里设计的开关电源次级共有2 路输出， 分别为1 路+19V、1 路+17V，此处展示整个开关电源系统在经过最初设计以及不断调试之后，得到了宽电压输入范围内稳定平滑的直流电输出。实验结果完全满足设计要求，稳压性能优良，纹波小，负载调整率、电压调整率以及输出电压准确度都较好，电源驱动能力满足需求。

　　结论

　　本文以FAN6754A为核心开发了性能稳定的单端反激式开关电源，介绍了外围电路、缓冲电路和变压器等的设计，实现了对输出电压的反馈调节及各种保护。实验结果表明设计的采用FAN6754A的反激式开关电源能够很好地满足系统的要求，外围元器件少，达到了预期要求，可应用工作在输入电压范围较宽、负载变动较大下的场合。