基于宽带放大器的设计方法以及仿真和实测

分布式放大器能提供很宽的频率范围和较高的增益。有一段时间，其设计通常采用传输线作为输入和输出匹配电路。随着砷化镓(GaAs)微波单片集成电路的发展成熟，为了提高效率、输出功率、减小噪声系数，人们提出了很多种放大器电路类型，但是分布式 放大器 仍然是宽带电路(如光通信电路)的主流设计。理解砷化镓微波单片集成电路GaAs MMIC分布式放大器的设计，对很多宽带电路的应用都会有很大的帮助。

一款由Craig Moore设计的分布式放大器作为该课程一个经典的设计例子，该设计甚至经历了低温环境实验，在液氮的低温下表现出更低的噪声系数。该放大器采用TriQuint公司的0.5μm GaAs MESFET工艺，其增益比基于0.5μm GaAs伪高电子迁移率晶体管PHEMT的新电路略低，2006年的新课程中则采用了新版本的0.5μm GaAs PHEMT分布放大器和一些其他电路作为例子。本文将介绍宽带放大器的设计方法以及仿真和实测的结果。

图1：采用微带传输线的分布式放大器电路结构图。

分布式 放大器 使用宽带传输线给一组有源器件注入输入信号(如图1)，同时另一条并行的传输线用于收集各个有源器件的输出信号，并将其叠加。每一级提供相当的增益，但是增益分布在一个很宽的频率范围内。和级联设计相比，总增益是各级增益之和，而不是各级增益的乘积。但使用集总参数元件来近似分布式传输线时(如图2)，集总参数传输线的到地并联电容，被晶体管的寄生电容代替。集总参数元件的等效传输线作为一个低通滤波器使用，其截止频率和晶体管的寄生电容成反比。因此晶体管的尺寸直接决定了电路的工作频率上限。设计总要综合考虑的各种参数包括：放大器的级数、有源器件的尺寸、器件的工艺类型(如果有多种类型)以及每一级的直流偏置。更多的级数意味着更大的增益-带宽积，但是也会引入更大的功耗。一旦晶体管的尺寸确定，就可以使用仿真软件来优化增益、反射系数、输出功率和噪声系数等各项参数。

图2：采用集总参数元件的分布式放大器电路结构图(其中CGS和CDS分别表示栅电容和漏极电容)。

由于分布式 放大器 的应用场合很多，对各项性能指标的要求很灵活，宽带增益是其中最重要的一项指标。在Craig Moore这个设计例子中，采用了增强型PHEMT器件，因为增强型器件只需要一组正电压供电。为了能提供和198 年TriQuint半导体公司采用的0.5μm GaAs MESFET工艺的电路相同的性能，该设计采用了0.5μm GaAs PHEMT工艺，并且使用3级晶体管放大拓扑。为了适应电池供电的应用，选用3.3V电压。当然为了满足不同的客户需求，工作电压和电流可以方便的在较大范围内调节。在1.5V和14mA的供电下，仿真结果显示：仅损失了2dB增益，并且栅电压在1.5V到5.0V，漏极电流在14~35mA之间变化时，性能的变化也很小。为达到最佳增益、匹配性能，采用安捷伦公司的计算机辅助工程软件ADS进行线性仿真，确定合适的电感值、PHEMT尺寸。

图3：PHEMT分布式放大器的匹配、增益、噪声系数和稳定因子的仿真结果。

通过理想的 仿真 计算，该设计选用了6×30μm的增强型PHEMT器件，Craig Moore的198 年的设计中在MESFET管的漏极增加了一些额外的匹配元件，以保证有效输出电容和栅极输入容抗相同。此时输入和输出的集总参数传输线将是对称的，其相位延迟也相同。文章还比较了这种输入输出传输线对称的匹配方案和另一种漏级电容独立优化的方案(漏极电感和栅极不对称)。对于这个简单的3级PHEMT设计，栅极和漏极输入线的相移差别很小，这里就采用较简单的非对称方案。如果输入输出传输线的相位差较大，这种方案的就不能有效的合并各级的增益。下一步使用TriQuint公司提供的电感、电阻、电容以及互连线模型取代理想元件，进行更真实的仿真。图3显示了期望的最终放大电路的增益、匹配度、稳定因子和噪声系数。仿真中采用了30mA和3.3V的直流偏置设计，以限制其功耗在100mW以内，并实现了输出功率和三阶互调截止点的折中。图4是该电路的版图，同时还包含了两个有探针接入端的测试模型管：一个是设计中采用的6×30μm增强型PHEMT，另一个是普通的6×50μm耗尽型PHEMT。

图4：3级分布式 放大器 的版图(包括180μm栅宽的增强型测试建模管和一个300μm栅宽的耗尽型测试建模管)。

一个典型的分布式放大其中有一半的功率被输出传输线的50欧负载所吸收，为了提高输出效率，人们通常采用一些技巧，如渐缩型传输线方法。本设计采用了50欧姆输入输出线，为了减少DC功率的消耗，该传输线的一端的50欧姆终结负载和一个较大的电容(25pF)串联后，再通过通孔接地，这样既能保证射频信号接地，又能实现隔直流的效果。漏极较大的直流供电电流只流经低阻抗的电感元件，而不是50欧的终结负载(如图5)，这样可以有效的减小50欧终结电阻上的功耗。这里漏极电感的大小也是一个重要的设计参数，该电感直接影响电路在1GHz附近的低频滚降速度，如果增大电容将会减小滚降速度，但是同时会增加串联电阻，从而提高直流功耗，而且较大的电感也会增大版图面积。

在提交产线流片之前，各设计还必须经过严格的设计规则检查DRC(design-rule check)，自198 年第一次MMIC设计课程开始，约翰·霍普金斯大学就采用ICED(ICEDitor)软件，并采用TriQuint提供的DRC规则进行设计规则检查。另外还使用了“版图转电路图”LVS(Layout Versus Schematic)工具进一步比较从ADS中提取出来的网表是否符合ICED软件中的实际电气连接。有时设计虽然能通过DRC检查，但是仍然会有一些致命的错误，只有LVS工具才能发现这些问题。新版本的ADS已经具备内置的连接性检查功能，可以排除一些连接性错误，但是外部的LVS检测仍然是很有必要的。

图6：实测的输出功率和效率结果。

表1：PHEMT分布式放大器在3.3V电压和25mA电流偏置下的各项指标实测结果。

图6和表1是整个电路的实际测试结果。可以看到在3.3V的24mA直流供电下，该电路达到了10%的功率附加增益PAE(Power Added Effeciency)以及+10dBm的输出功率。噪声系数的实测值和 仿真 值也很接近(图7)，在5到6GHz频段，噪声系数仅为2dB，这在具备1~10GHz的10倍频程(decade)带宽的电路中算是很出色的表现了。54平方密尔(mil-square)的芯片上还放置了很多其它器件，包括一个设计中采用的6×30μm增强型PHEMT测试建模管。在3V和3.3 V电压下，8~9mA电流时，分别测试了这个模型管，并将其S参数用于电路进行二次仿真。图8为该PHEMT模型管的版图。图9和图10则是针对测试管的实测和仿真数据的比较。由于测试的参考面不同，测试模型管的寄生参数和实际电路中使用的晶体管有微小的区别，正是这些巨别导致了测试值和再 仿真 结果(使用ADS和Sonnet软件)在高频段有一些差别。对以单独的6×30μm模型管而言，其实测值和使用TOM模型的ADS 仿真 值非常接近。