正反激励式准谐振软开关电源

早期的开关电源通过强制开通或关闭激励管的方式工作，其开关噪声和开关损耗大，工作效率难以进一步提高。软开关技术则利用LC谐振来调整开关时刻的电流或电压值，以达到开关损耗最小的目的，在开关噪声和工作效率方面都优于硬开关电源。因此，谐振式开关电源将得到快速发展。实现软开关工作的芯片有多种型号，且工作原理各不相同。例如准谐振反向控制器UCC28600芯片，以反激励电压下降至最低值后开通激励管、激励电流达到峰值或定时关闭激励管的方式工作，单极性输出，其开关频率随输出功率而变化，一般用于小功率电源；谐振模式控制器UCC25600是基本固定谐振频率，利用反馈自动调节开关频率，使电路在谐振与失谐之间调整，改变有效激励功率，双极性输出，一般用于100 W～1 kW的电源。本文以UCC28600D芯片为基础，研究这类软开关电源的设计要点。
1 UCC28600D芯片工作特点
UCC28600D芯片是多模式准谐振反向控制器，自身功耗低，只有8个端口，电路连接简单。该芯片内部设置有可变振荡频率的振荡器，自身并不直接决定输出脉冲频率。其脉冲输出与脉冲关闭方式由芯片的外部电路状态决定：当电压状态检测保护端7的电位下降至最低值(电压谷点)时，开通输出脉冲；当7端口流出的电流达到450 μA(此时端电位为0 V)或者7端口端电压超过3.75 V时，均进入过压保护状态；根据检测到的3端电位值关闭输出脉冲或定时关闭脉冲，准谐振模式或不连续模式下为0.4 V～0.8 V，折返模式下3端口电位固定为0.4 V，不再对激励电流做检测，由内部定时关闭脉冲。芯片的脉冲频率总是在40 kHz～130 kHz之间通过2端口的电位自动调整，而2端口的电位是由电源输出参数（预设的电压或电流值）进行闭环调整：4.0 V～5.0 V时工作在准谐振模式的断续状态；2.0 V～4.0 V时工作在准谐振模式的连续状态(130 kHz)；1.4 V～2.0 V时工作在频率折返模式(40 kHz～130 kHz)；0.5 V～1.4 V时工作在低频率节能模式。脉冲频率越高，输出功率越小，这正是反激励电路的一个特征。所以UCC28600D适合反激励工作方式。
2 由UCC28600D构建的软开关电源
电源工作在反激励方式下，可以通过调整脉冲频率的方式改变输出功率。而对于正激励方式，需要通过改变脉冲占空比的方式调整输出功率的大小，UCC28600D芯片本身的变频率功能起不到直接作用。反激励电源的工作方式是先将电能转换成磁场能储存在磁路或者磁芯材料中，然后在下一个时间段再将磁场能转换成电能输出。单位时间内所储存的磁场能大小决定着反激励电源的输出功率大小。磁芯材料的可用储能大小可以由下式计算[1]：

其中μr是材料的相对磁导率，V是磁芯材料体积(以mm3为单位)，Bm是最大工作磁感应强度(以T为单位)。磁芯材料储能能力除了与其体积成正比外，还与最大磁感应强度成正比，与相对磁导率成反比。以EC2828铁氧体磁芯变压器为例，其磁芯体积约为5 800 mm3，最大磁感应强度只能取为0.4 T，而最大可用磁感应强度只有0.2 T左右（取值与工作频率有关）[2]，相对磁导率约为2 000。磁芯紧密结合时，最大储能为46 μJ，以100 kHz脉冲频率计算，最大输出功率约为4.6 W，而同样规格的磁芯以正激励方式工作的输出功率在50 W以上。若在磁路中设置气隙，虽然可以增加储能量，但会增加漏磁。可见单纯地采用反激励方式并不是最佳方案，难以发挥出应该具备的供电能力。本文设计中采用以正激励为主的单极性正反激励共用方式，使电源能够提供尽量大的功率，同时，在每一个周期的供电时间上更加均衡，有利于减小输出电压的脉动量。
电路如图1所示，除了交流电压输入滤波整流电路外，还包含6个功能模块。(1)脉冲产生和激励电路，主要由IC1和变压器T1原边绕组组成，控制变压器的能量转换；(2)漏感能量吸收消耗与谐振回路，吸收变压器漏感所储存的能量，限制激励管上的反激励电压，并与变压器激励绕组构成去磁谐振；(3)芯片供电网络，分为电阻限流供电和变压器T1反馈供电，提供13 V～15 V之间的芯片工作电压；(4)线电压与反激励电压取样保护电路，检测过电压与否；(5)正、反激励输出与滤波电路；(6)限压反馈网络，用以稳定输出电压。

3 电路主要参数的确定
(1)采用压敏电阻的漏磁能量吸收兼谐振回路参数
漏磁能量吸收和谐振电路由R23、R2、C3、C20、D3和变压器原边线圈组成，在进入反激励期间吸收漏磁通能量。R2采用压敏电阻，用以限制C3上的电压基本不超过330 V，使得激励管漏极电位基本不超过630 V，保护激励管不会因电压过高而击穿。R23是阻尼电阻，消耗所转移的一部分能量。电容C20有两重作用：一是在反激励开始瞬间对二极管D3起到开通缓冲作用；二是构成变压器去磁后的谐振回路。
变压器原边与能量吸收电路构成谐振回路，在变压器储能基本释放完毕后，激励管漏极电位下降是一个谐振的过程。激励管漏极电位下降速度由电容C20和变压器初级电感量决定。C20容量越大，激励管漏极电位下降速度越快。图2是C20取100 pF时的电位曲线，其中幅度大的是激励管漏极电位曲线，幅度小的是变压器输出电压曲线。当然，谐振周期还与变压器分布参数有关。

UCC28600D的准谐振方式所依靠的谐振是变压器储能释放完毕后产生的，下降的幅度与漏极反激励电压幅度相关联。漏极反激励电压越高，漏极电位下降幅度也越大，基本对称于漏极线电位。因此，反激励电压应该略高于线电压，使得激励管漏极电位通过谐振过程下降至0 V附近，尽量多地消除开通激励管的损耗。这一点与其他反激励开关电源的设计有明显区别。图2中的反激励电压是200 V，图3所对应的反激励电压为300 V，比前者的谐振低电位明显低，达到接近0 V的理想状态。

(2)开关电源变压器参数设计
开关电源变压器参数设计是开关电源设计中的关键内容之一。在这里采用限定功率设计法[3-4]，以60 W为基本设计参数，最大输出电压为29 V。最大输出功率对应的最低开关频率为40 kHz，所需要的输出功率减小时驱动芯片会自动提高开关频率，以减小激励功率。
在限定功率设计中，首先根据安装空间和规律确定磁芯变压器规格。这里选用EC2828卧式结构，PC40材料，其中心磁柱载面积Ae约为78.5×10-6 m2，100 kHz下的最大磁感应强度Bmax只能取为0.4 T，相对磁导率约为2 000。正激励电压为260 V～300 V，反激励电压300 V，正、反激励均输出电能。根据电压时间平衡方程U正t1=U反t2，在最低40 kHz、最大25 μs周期中正激励时间接近12 μs，最大反激励时间约为12 μs，还有至少1 μs的谐振半周期时间。绕组匝数越小，电感量越小，在固定时间内电流上升越快，容易进入磁饱和。为了防止出现磁饱和，激励绕组由一个最少匝数限制，激励绕组的最小匝数由下式计算：

其中，线电压按照最高值300 V代入，最大磁感应强度Bmax取为0.36 T，与0.4 T相比留出了一定裕量。考虑输出绕组匝数为整数，最低输入时的正激励输出电压应该达到40 V。匝比定为260∶40比较合适，正激励输出绕组N3定为20匝，实际N1可以取为130匝。正激励匝比为6.5。
根据60 W输入功率，若完全按反激励输出，所需的激励电流峰值约为1 A。反激励是以磁芯所储存的能量输出，一般磁芯储能有限，这一电流值无法单纯依靠励磁达到。若按反激励输出能量占总能量的20%计算，需要的最大励磁电流Im为：

在UCC28600D以电流限功率的工作方式中，若将最大激励电流限制为1 A，反激励电流不足部分由正激励电流补足，则最大正激励电流应该达到0.7 A，由输出滤波电感控制。以上是以最大周期计算极限值，若开关频率被提高，芯片自身会相应改变限流值。对于输出29 V电压，考虑整流二极管等还有一定电压降，反激励输出绕组的电压应该预设为30 V。反激励匝比为10∶1。根据电压匝比关系，30 V反激励式输出绕组需要绕制13匝。同理，16 V反馈电压绕组也采用反激励输出，需要绕制7匝。
(3)确定限功率电阻
UCC28600D芯片驱动的激励电路是以限制激励电流的方式来限制输出功率。对于激励电流限制型的电源，无论采用正激励还是采用反激励方式，其输出功率基本相等。因而可以参照单纯的反激励励磁电流来计算限流值，进而计算出限功率电阻R12，参见图1。根据以上计算，单纯的反激励励磁电流应该达到1 A左右，0.8 V的限功率电压对应限流电阻应取为0.8 Ω。若取为1 Ω，则其实际输出功率有所减小。
(4)确定正激励滤波电感量
输出整流滤波电路包含正激励输出整流和滤波、反激励输出整流和滤波。正激励输出绕组和反激励输出绕组相互独立设置、独立整流。L2、D2a用于正激励整流滤波，D2b用于反激励整流，两者共用滤波电容。正激励滤波电感L2的电感量过小时滤波效果不好，过大则电流上升率低，反应到激励线圈上的电流增量不足，可能会造成开关频率降低。确定L2的原则是在12 μs内励磁电流加正激励耦合电流应该达到1 A。根据电感的伏安关系，在280 V标准线电压作用下，9 mH的激励绕组经过12 μs后，电流增至0.37 A，则耦合电流应该达到0.63 A。正激励的耦合匝比是6.5，12 μs内滤波电感上的电流增量需要4.1 A。正常的正激励情况下，加在滤波电感上的电压是10 V，只有29 μH的滤波电感才能在12 μs内电流上升4.1 A。因此，滤波电感L2的电感量应当控制在30 μH左右，其取值无需太过严格。
按以上设计可以获得高性能的小功率电源。输出42 W时用示波器低干扰测量法测量电源输出口电压的交流分量，如图4所示。从波形图中可以看出，输出电压只有极小的噪声电压成份，噪声电压和开关周期造成的脉动电压幅度都小于5 mV，是传统开关电源所无法实现的，噪声电压已经不是电源使用中存在的主要问题。采用了准谐振工作方式后，激励管的损耗较小，输出42 W功率时测得电源整体工作效率为85%，最大损耗在输出整流器、变压器、漏磁能量吸收电路3个部分。如果采用同步整流技术[5]，工作效率还可进一步提高。

参考文献
[1] 陈庭勋．低电磁骚扰开关电源的实现[J]．现代电子技术，2009，9(18)：201-204.
[2] 电子变压器专业委员会．电子变压器手册[M]．沈阳：辽宁科学技术出版社，1998.
[3] 陈庭勋．开关电源高频变压器单向设计法[J]．浙江海洋学院学报(自然科学版)，2009，27(3)：358-360.
[4] 孙筱林，李国勇，王志海．高频开关电源变压器的设计分析[J]．自动化技术与应用，2008，27(6)：53-56.
[5] 胡宗波，张波．同步整流器中MOSFET的双向导电特性和整流损耗研究[J]．中国电机工程学报，2002，3(3)：88-93.