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全桥开关电源中变压器的仿真
全桥是一种由四个三极管或着MOS管组成的振荡,与全桥电路相比,半桥在进行电路的振荡转换时会很容易产生干扰,容易使波形变坏。全桥虽然成本低,容易形成,但是相对的电路设计就较为复杂。在电子电力设计当中,全桥经常作为开关电源的搭配出现,这两种高效率低成本设计的结合,极大的推动了目前电源设计领域的进步。本篇文章将为大家介绍一种12V1000W的全桥开关电源中变压器仿真设计。
以12V1000W全桥为例,介绍一下主要设计参数:
输入电压为前级PFC输出的直流母线,最低波谷电压为350VDC;
输出电压12VDC,输出功率1000W;
PWM频率 F=100KHz,即PWM周期10us;
最大占空4.5us,即最小死区500ns;
图1
仿真电路如图1所示。其中变压器先采用3绕组线性模型,初步设置的参数如图2所示:
图2
第一步:调整变压器及电路初步参数,将变压器耦合系数 k12=k13=k23=1(紧耦合,无漏感)。仿真调整副边电感 l2、l3,使输出为12V,得到 l2、l3=1.6uH。
观察变压器原边电流:
图4
在图4中,电流表现出富裕且连续的特性,这就说明可以对原边电感进行减少。观察输出储能电感L1电流波形。纹波很小,说明L1还可以减小。保持输出12V,调整变压器电感,直到原边电感接近临界模式,调整L1电感,直到电流纹波系数大致为30%。
最后得到变压器l1=400uH、 l2、l3=640nH,L1=180nH。
校验一下各部电压应力,并没有出现超压的情况,最后校验一下死区。
图5
如果远无直通可能,电流也是连续的,那么就意味着正常,可以开始下一阶段的设计。
第二步:调整吸收参数
将变压器耦合系数设定为 k=0.995,对应1%典型漏感。调整副边吸收RC,直到满足二极管反压要求。得到C=15nF、R=2.2Ω为最佳,二极管反压<32.3V,吸收功率3.54W。
图6
改变变压器耦合系数:
图7
这就意味着,只要漏感<2%,二极管反压即可<35V。接下来检测原边开关管电压没有尖峰。采集变压器副边电流、原边电流、电感L1电流波形参数:
图8
即:副边峰值电流 Ism=97A,平均电流 Isa=41.8A;原边峰值电流 Ipm=5.84A,有效电流 Ipr=3.56A;储能电感峰值电流 I1m=97A,平均电流 I1a=83.6A。
第三步:变压器仿真
图9
将上阶段仿真的线性变压器B1复制到电桥电路中。再放一个三绕组非线性变压器B2,到电桥的另一臂,大致估计一个磁芯型号,比如EE42,设置好B2的磁芯参数。所有绕组电阻设为最小(1p),每个绕组保持一端接地。如图9所示。
采用一个与电路PWM同频率(这里是100KHz)的正弦电压源驱动这个电桥。先仿副边绕组,调整激励源电压(105V)或者分流电阻(1Ω),使B1的副边电流达到峰值电流 Ism=97A 。
图10
调整B2副边绕组匝数,使电桥平衡。这里,即使B2副边绕组只有1匝 ,电桥仍然不能平衡,可以选择的是采用半匝结构、或者增加气隙。调整气隙到0.5mm,电桥平衡。且B2波形无畸变,说明磁芯够大。增加激励电流,直到波形畸变。临界值170A,抗饱和安全系数=170/97=175%。
安全系数很大,说明磁芯偏大,可考虑减少一号磁芯。改用EE42/21/15磁芯,磁芯重复上述仿真,得到:副边绕组匝数n2=n3=1,允许最大气隙0.345mm,抗饱和安全系数 130%。
评估:
匝数,匝数不是连续分布,只能是1、2。等自然数,特定情况半匝是可能的。设计中一般总希望用最少的匝数达成拓扑需要,以便获得最少的铜损。经过仿真,半匝不能满足要求,必须最少是1匝。
气隙,气隙是客观存在的,即使磨成镜面的磁芯,仍然有um数量级的气隙存在,这里的345um是最大允许值,适当的气隙冗余量(这里是0~0.345mm)可保证规模生产时的安装容差。气隙超出最大允许值意味着拓扑将退出电流连续模式。
抗饱和安全系数,常规设计方法不能明确得出这个参数,因此这个参数需要工程进一步验证。如果这个参数可以用完,那我们还可以再减少一号磁芯。
原边:
全桥变换电压传输是比例关系,根据 “感量比等于匝比的平方” 的关系,对应400uH:640nH的感量比,可以算出匝比为25:1。即:原边25匝。原边仿真的任务是确定在不同气隙状态下变压器的绕组电感量。
图11
将电桥改接到原边,设置低频(50Hz)小电流(1V1KΩ)激励,使电桥阻抗远大于感抗。保持气隙345um,调整B2原边匝数,使电桥平衡。得到原边匝数25匝,与计算吻合。
表1
将B2气隙设置为0,调整B1原边电感,使电桥平衡,得到变压器原边最大电感Lpm=3.7mH。以及对应副边电感5.5uH。不同的气隙宽度对应不同的电感量,如表1所示。其中,漏感是按1%典型值计算的,原边副边各自0.5%。单位为uH。
第四步:变压器设计
变压器设计的任务是确定变压器绕组结构。EE42/21/15磁芯的窗口面积是 278mm2,非常富裕。可增加导流截面以减少铜损。拟定载流密度3A/mm2。原边电流3.56A,需要截面 A=3.56/3*25=30mm,副边电流41.8A*2,需要截面差不多,A=41.8/3*2=28mm2。
两项合计,窗口利用系数不到21%,已经很单薄了。出现这种情况一般需要重新选磁芯(比如用两只小磁芯叠绕),另外一种选择是将副边绕组定为2匝(如果有其他理由的话)。
根据以上数据可计算出绕组大致电阻:原边25mΩ,副边0.1mΩ。
储能电感设计:
表2
第五步:联合仿真
将上述非线性变压器B2和电感置于联合仿真电路中。先按照气隙为345um的数据设置漏感,调整占空,使输出为12V,检查各部波形无误,电流连续,纹波合理,效率92.8%。
图12
再将气隙设置为0,漏感也对应调整。但是此时会出现两个问题。一是副边二极管反压超标,重新调整RC吸收参数,R1改为6.2Ω即达到最佳配合,反压<35V。二是输出电压偏低,加占空无果。为增加输出电压,将原边匝数减少1匝,即24匝。这样一来就解决了。
然而,实际应用中,气隙宽度既不会等于0,也不应该超过最大允许值,而是有一个比较适中的分布,这个值主要与工艺有关,是个统计数值。假设这个宽度为0.1mm,仿这个情况。副边二极管反压又超标,需要调整吸收参数。
由于气隙宽度(实际上是漏感相对值)显著影响二极管反压,为给安装工艺误差引起的反压变化留够余量,加大C2到22nF,并在此基础上求得最佳配合为R=3.3Ω,二极管反压<32.7V。
图13
最后设计出的电路图应该像图13一样。
各部波形:
图15
分别为:
输入电流波形:平均值3.115A,纹波成分1.406A。
上管电压波形:峰值350.7V。
上管电流波形:平均值1.56A,峰值4.81A。
上管损耗波形:5.41W,偏大。
下管电压波形。
下管电流波形。
变压器原边电流波形:有效值3.45A,峰值4.68A。
变压器副边电流波形:平均值41.67A,峰值95.1A。
副边二极管电压波形:峰值32.64V。
副边二极管电流波形:平均值41.67A,峰值95.25A。
储能电感电流波形:平均值83.34A,纹波峰峰值24.76A。
输出电压波形:平均值12.01V,纹波峰峰值7.27mV(未计入ESR影响)。
本篇文章主要介绍了全桥开关电源中的变压器仿真设计,对其中的每一个步骤都进行了详细的讲解,并提供了较为具体的参数进行计算举例,希望大家在阅读过本篇文章之后,能够掌握文章当中所介绍的方法。
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