导入Cascode结构　GaN FET打造高效率开关

　　射频（RF）应用的氮化镓（GaN）电晶体已面世多年，最近业界的重点开发面向为电力电子应用的经济型高性能GaN功率电晶体。十几家半导体公司都在积极开发几种不同的方法，以实现GaN功率场效应电晶体（FET）商业化。

　　GaN HEMT模组解析

　　基本的GaN构建模组就是高电子迁移率电晶体（HEMT），它由一块基板上生长的各种GaN层构成。矽是首选基板，因为它能够以极低的成本应用到大直径晶圆中。碳化矽（SiC）或蓝宝石之类的替代基板可能更易于生长GaN层，但是这些基板的成本过高，让商业化和广泛应用变得完全不切实际。HEMT基本上是一种超高速、常开元件，像通过施加负闸偏压即可关闭的电阻。耗尽型（常开）特性对于将其应用到传统电力电子电路拓扑中来说可能是一种挑战。例如，半桥拓扑如今被广泛应用，如果耗尽型FET被用做上臂、下臂开关，那么有必要让闸极控制电路正常运行，从而再为DC汇流排加电前提供负偏压，因为如果未偏压，半桥就会短接汇流排。另一种替代方法是将非耗尽型主使能开关与半桥串联，一旦桥接电路的剩余部分可以正常运行了，即可被启动，但是这样会增加成本和传导损耗。

　　另外，还可以调整GaN HEMT设计以便将闸临界电压由负转正，进而实现常关的增强型元件。增强型GaN HEMT可在低、中压范围（高达200V）使用，很快就可以达到更高电压（600V）。然而，就当今的技术而言，由于面临闸极驱动设计挑战，所以必须平衡增强型元件的便利性、性能和稳定性，增强型GaN HEMT的临界值电压较低，而且可以完全导通的增强型VGS和绝对最大额定值的VGS通常只差1V。鉴于GaN HEMT的开关速度极快，促使从漏极耦合到闸极的C dv/dt造成闸极驱动电路很容易受到「闸极反弹」电压的影响。尽管如此，增强型GaN HEMT仍然具有诱人优势，并且将来的产品设计毫无疑问会越来越好。

　　Cascode结构拓展电压范围

　　GaN HEMT和低压（20？40V）矽FET的Cascode连接如图1所示，Cascode就像工作电压范围被GaN HEMT扩展了的低压矽FET。GaN HEMT与矽FET的漏极相连，将电压范围扩展到600V之高。因为HEMT的闸极与矽FET的源极相连，所以矽FET的VDS就成了GaN HEMT的负VGS，从而自动提供必要的负偏压以实现关断操作。该结构有助于缓解任何闸极驱动问题，因为被驱动的闸极实际上是低压矽FET。虽然仍然存在同样的高开关速度「闸极反弹」问题，但Cascode矽FET的临界值电压和最高闸值电压都比增强型HEMT高得多，进而降低这些问题对它的影响。虽然开尔文（Kelvin）源极引脚和主源极的电路节点相连，但它的电流通路不同，也不与主漏极电流共用，因此消除了「共源电感」，进而减少了寄生L di/dt引起的闸极驱动器介面问题。

　　图1 GaN HEMT和低压矽FET的cascode连接示意图

　　体二极体特性

　　Cascode GaN FET具有出色的体二极体行为。这是600V GaN Cascode开关的主要特性和优势之一：与绝缘闸双极性电晶体（IGBT）、Super-junction FET或其他矽FET相比，GaN Cascode的反向恢复电荷（Qrr）要出色得多（与SiC肖特基二极体相似）。随着温度的变化，测量的Qrr几乎是平直的，而温度升高时矽FET的Qrr会增加二至三倍。原因在于，在给定的Rds（on）下，20？40V FET的Qrr比600V FET低几个数量级。HEMT没有少数载流子，因此增加了电容，但是不会增加反向恢复电荷。因此，Cascode提供了25V矽FET的低Qrr性能，却将电压范围扩展到了600V。GaN Cascode与IGBT二极体和Super-junction FET的Qrr比，分别高约二十倍和两百倍。

　　低Qrr意义重大，因为体二极体性能通常是硬开关应用的制约因素，600V GaN Cascode的传导损耗低于IGBT，反向恢复电荷低于常与IGBT一起使用的超高速二极体。这样就能够在高得多的频率下采用半桥拓扑，从而改善传导和开关损耗，而且它的振荡和过冲也比矽的元件低。

　　即使对于LLC谐振转换器这样的软开关拓扑，GaN Cascode的死区时间也比矽Super-junction FET低，因为其总输出电荷（Qoss）比具有相同Rds（on）的FET低三倍。即使LLC拓扑是ZVS，在通道反向传导之前仍然存在着续流二极体，因此Super-junction结构的长反向恢复时间极有可能限制死区时间的降幅。

　　Super-junction Qoss的极端非线性特征，一般需要几百奈秒（ns）来充电，而且一旦充电，会瞬间出现很高的dv/dt漏极的电压。与Super-junction相比，具有相同Rds（on）的GaN级联FET的充电速度快二至三倍，dv/dt也好得多。因此，与对应的Super-junction相比，GaN Cascode能够在不增加损耗的情况下实现LLC转换器的高工作频率。

　　［@B］元件电容与电荷［@C］元件电容与电荷

　　对于硬开关拓扑，FET输出电荷Qoss每个周期都会被耗尽，所以Qoss是频率相关开关损耗的要素之一。因此，FET的普通开关损耗指标就是RDS（on）×Qoss，换句话说，就是在给定的RDS（on）下每个周期损耗了多少输出电容相关电荷。GaN Cascode开关比当今最好的Super-junction FET还好三倍[p] 将来这一数值还会继续改进。

　　Qoss和Qrr有时容易被混淆。虽然这些参数是在不同条件下分别测量的，但是存在着一定的重叠，从而掩盖了GaN Cascode这类技术的真正优势。反向恢复电荷Qrr是利用专用半桥电路（亦即双脉冲测试仪）进行测量的：在上臂FET内建立其体二极体正向电流，然后打开下臂FET，从而迫使上臂体二极体内发生反向恢复事件。随着时间的流逝，测量电流，然后合并总反向传导区域，得到电荷测量值Qrr。但是设想有一个带有一定电容的理想二极体，然后按下面这种方法进行评估：电容放电所需的电流是负电流，对其进行合并并称之为Qrr，但是它不是真正的反向恢复电荷（理想二极体没有反向恢复电荷），它只是电容电荷。重点在于传统Qrr测量将真正的Qrr和Qoss混为一谈并称之为Qrr。这一点很重要，因为不同的拓扑对真正的Qrr较敏感，而对Qoss则不那么敏感。例如，软开关拓扑可能会将Qoss整合到整个谐振电路中去，让它变得基本上无损耗。但是与真正的Qrr相关的二极体复合时间造成的延迟和反向电流会产生功率损耗。结论就是，单看资料手册中的参数或简单的指标无法知悉全部情况。每款元件都须要仔细评估，进而了解其应用电路的真正损耗。

　　闸电荷是另一个GaN Cascode优于替代矽FET的参数。再一次通过比较相同条件下的Rds（on）×Qg规范化为Rds（on），GaN Cascode的闸电荷低了八倍。由于每个开关周期闸电荷在充电和放电期间都会被闸极驱动电路全部耗尽，所以Qg降低会直接降低闸极驱动电路的损耗，进而提升总效率，特别是在高频下。

　　GaN FET优势多商用可期

　　电力电子常用的拓扑随着半导体的发展而不断变化。GaN实现了那些需要低Rds（on）和出色的体二极体行为的拓扑，从而将应用领域扩展到传统FET无法充分发挥作用的领域，例如无桥升压PFC和相移全桥转换器之类的高频、高效拓扑，甚至电机驱动应用也能受益，尽管它们的开关频率通常较低。GaN Cascode FET的传导损耗低于IGBT，特别是在轻负载下，适于压缩机和大多数时间在10？20%负载下运行的其他应用。GaN还可以在同步整流器模式下运行，从而降低二极体传导损耗（与IGBT相比）。此外，相比于任何矽FET，即使是快速恢复外延二极体场效应电晶体（FREDFET），GaN Cascode的反向恢复特性也较出色，从而缩短硬开关条件下的转换时间，无须增加传导电磁干扰（EMI）即可降低开关损耗。

　　归根究底，体二极体行为限制所有600V开关选项的性能，因为通常须在开关速度以及反向恢复的di/dt与dv/dt特性造成的EMI之间进行折中；换言之，必须降低矽FET的速度（这将提高开关损耗）方能消除传导EMI。第一代GaN FET现已实现商业化，与当今最好的矽FET相比其有了明显改善。