基于提高数字无桥PFC拓扑的高性能电源设计性能分析

由于效率要求不断增长，许多电源制造商开始将注意力转向无桥功率因数校正(PFC)拓扑结构。一般而言，无桥PFC可以通过减少线路电流路径中半导体元器件的数目来降低传导损耗。尽管无桥PFC的概念已经提出了许多年，但因其实施难度和控制复杂程度，阻碍了它成为一种主流拓扑。

随着一些专为电源设计的低成本、高性能数字控制器上市，越来越多的电源公司开始为PFC设计选用这些新型数字控制器。相比传统的模拟控制器，数字控制器拥有许多优势，例如：可编程配置，非线性控制，较低器件数目以及最为重要的复杂功能实现能力(模拟方法通常难以实现)。

大多数现今的数字电源控制器(例如：TI的融合数字电源控制器UCD30xx)都提供了许多的集成电源控制外设和一个电源管理内核，例如：数字环路补偿器，快速模数转换器(ADC)，具有内置停滞时间的高分辨率数字脉宽调制器(DPWM)，以及低功耗微控制器等。它们都对无桥PFC等复杂高性能电源设计具有好处。

数字控制的无桥PFC

在其他无桥PFC拓扑结构中，图1是一个已被业界广泛采用的无桥PFC实例。它具有两个DC/DC升压电路，一个由L1、D1和S1组成，另一个则由L2、D2和S2组成。D3和D4为慢恢复二极管。通过参考内部电源地，分别检测线路(Line)和中性点(Neutral)电压，测量得到输入AC电压。通过对比检测到的线路和中性点信号，固件便可知道它是一个正半周，还是一个负半周。在一个正半周内，第一个DC/DC升压电路(L1-S1-D1)有效，并且升压电流通过二极管D4回到AC中性点；在一个负半周内，第二个DC/DC升压电路(L2-S2-D2)有效，并且升压电流二极管通过D3回到AC线。像UCD3020这样的数字控制器用于控制这种无桥PFC。

图1 数字控制无桥PFC

无桥PFC基本上由两个相升压电路组成，但在任何时候都只有一个相有效。对比使用相同功率器件的传统单相PFC，无桥PFC和单相PFC的开关损耗应该相同。但是，无桥PFC电流在任何时候都只通过一个慢速二极管(正半周为D4，负半周为D3)，而非两个。因此，效率的提高取决于一个二极管和两个二极管之间的传导损耗差异。另外，通过完全开启非当前的开关可以进一步提高无桥PFC效率。例如：在一个正半周内，在S1通过PWM信号控制的同时，S2可以完全开启。当流动的电流低于某个值时，MOSFET S2压降可能低于二极管D4，因此，返回电流部分或者全部流经L1-D1-RL-S2-L2，然后返回AC源。这样，传导损耗被降低，电路效率也能够提高(特别是在轻载情况下)。同样，在一个负半周内，S2开关时，S1被完全开启。图2显示了S1和S2的控制波形。

图2 无桥PFC的PWM波形自适应总线电压和开关频率控制

传统上，效率指标在高压线路和低压线路上都规定为满载。现在，计算服务器和远程通信电源等大多数应用要求，除在满载时，在10%-50%负载范围时，效率也应当满足标准规范。在大多数AC/DC应用中，系统具有一个PFC和一个下游DC/DC级，因此，我们将根据整个系统来测量效率。若想提高轻载时的总系统效率，一种方法是降低PFC输出电压和开关频率。这要求了解负载信息，而这项工作通常通过使用一些额外电路，测量输出电流来实现。然而，采用数字控制器，便不再需要这些额外电路。在输入AC电压和DC输出电压相同时，输出电流与电压环路输出成正比。因此，如果我们知道电压环路的输出，我们便可以相应地调节频率和输出电压。使用数字控制器以后，电压环路通过固件来实现。其输出已知，因此，实现这种特性十分容易，并且成本比使用模拟方法要低得多。

通过变流器实现电流检测

无桥PFC的难题之一是，如何检测整流后的AC电流。如前所述，AC返回电流(部分或者全部)可能会流经非当前的开关，而非慢速二极管D3/D4.因此，在接地路径中，使用分流器来检测电流的方法(通常在传统PFC中使用)已不再适用。取而代之的是使用变流器(CT)来检测，且每相一个(图1)。这两个变流器的输出整流后结合在一起，以产生电流反馈信号。由于在任何时候都只有一个变流器具有整流输出信号，因此，即使将它们结合在一起，任何时候也都只有一个反馈电流信号。

图3 连续导通模式时的检测电流波形

图4 非连续导通模式时的检测电流波形

如图3、4所示，由于变流器放置在开关的正上方，因此，它只检测开关电流(只是电感电流的上升部分)。在数字控制实现时，在PWM导通时间Ta中间测量该开关电流信号。它是一个瞬时值，在图3、4中以Isense表示。仅当该[p] 流为连续电流时，测得的开关电流Isense才等于平均PFC电感电流(图3)。当该电流变为图4所示非连续状态时，Isense将不再等于平均PFC电感电流。为了计算电感平均电流，应建立在一个开关周期内，中间点检测电流Isense和平均电感电流之间的关系，并且这种关系应同时适用于连续导通模式(CCM)和非连续导通模式(DCM)。

就一个在稳态工作的升压型转换器而言，升压电感的二次电压应在每一开关周期内都保持平衡：

通过(3)式，平均电感电流Iave被表示成瞬时开关电流Isense.期望电流Iave和Isense为电流控制环路的电流参考。检测到实际的瞬时开关电流后，与该参考对比，误差被送至一个快速误差ADC(EADC)，最后，将数字化的误差信号传送至一个数字补偿器，以关闭电流控制环路。动态调节环路补偿器

总谐波失真(THD)和功率因数(PF)是两个判定PFC性能非常重要的标准。一个好的环路补偿器应该具有较好的THD和PF.不过，由于PFC的输入范围非常宽，它可以从80Vac扩展至高达265Vac，因此，在低压线路拥有较高性能的补偿器，在高压线路上可能无法很好工作。最好的方法是根据输入电压相应地调节环路补偿器。这对模拟控制器来说，可能是一项不可能完成的任务，但对于一些数字控制器(例如：UCD3020)来说，则可以轻松实现。

该芯片中的数字补偿器是一种数字滤波器，它由一个与一阶IIR滤波器级联的二阶无限脉冲响应(IIR)滤波器组成。控制参数(即所谓的系数)被保存在一组寄存器中。该寄存器组被称作存储体(bank)。共有两个这样的存储体，并且它们可以存储不同的系数。任何时候，只有一个存储体的系数有效并用于补偿计算，而另一个则处于非工作状态。固件始终都可以向非工作存储体加载新的系数。在PFC工作期间，可以在任何时候调换系数存储体，以便允许补偿器使用不同的控制参数，以以适应不同的运行状态。

图5 低压线路的VIN和IIN波形(VIN=110V，负载=1100W，THD=2.23%，PF=0.998)

有了这种灵活性以后，我们可以存储两个不同的系数组(一个用于低压线路，另一个用于高压线路)，并根据输入电压交换系数。环路带宽、相位裕度和增益裕度在低压线路和高压线路下都可优化。利用这种动态调节的控制环路系数，并使用固件补偿变流器可能出现的偏移，可以极大改善THD和PF.图5、6是基于1100W无桥PFC的测试结果，在低压线路上的THD为2.23%，高压线路上的THD为2.27%，而PF则分别为0.998和0.996。

图6 高压线路的VIN和IIN波形(VIN=220V，负载=1100W，THD=2.27%，PF=0.996)改善轻载时的PF

每个PFC在输入端都有一个电磁干扰(EMI)滤波器。EMI滤波器的X电容会引起AC输入电流超前AC电压，从而影响PF.在轻载和高压线路下，这种情况将变得更糟糕：PF很难满足严格的规范。要想增加轻载时的PF，我们需要相应地强制电流延迟。我们如何实现呢？

图7 测量到的VIN无延迟

我们知道，PFC电流控制环路不断尝试强制电流与其参考匹配。该参考基本上是AC电压信号，只是大小不同。因此，如果我们能够延迟电压检测信号，并将延迟后的电压信号用于电流参考生成，便可以让电流延迟，来匹配AC电压信号，从而使PF得到改善。这对一个模拟控制器来说比较困难，但对数字控制而言，只需几行代码便可以实现。

图8 测量到的VIN被延迟300us

首先，输入AC电压通过ADC测量。固件读取测量到的电压信号，再加上一些延迟，然后使用延迟后的信号来生成电流参考。图7、8显示了1100W无桥PFC的测试结果。在该测试中，VIN=220V，VOUT=360V，而负载=108W(约满载的10%)。通道1为IIN，通道2为VIN，通道4为带延迟的测量到的VIN信号。图7中，测量到的VIN没有增加延迟，PF=0.86，THD=8.8%.而在图8中，测量到的VIN信号被延迟了300us，这种情况下，PF被改善到0.90.此外，还可以进一步改善PF，但这将以牺牲THD为代价，因为进一步延迟电流参考，将在AC电压交叉点处产生更多的电流失真。在图9中，测量到的VIN被延迟了500us，此时，PF被改善到0.92.但是，电流在电压交叉点处出现了失真。结果，THD变得更糟糕，达到11.3%。