介绍在SMPS应用中选择IGBT和MOSFET的比较

随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广泛的发展空间。

开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。

SMPS的进展

一直以来，离线式SMPS产业由功率半导体产业的功率元件发展所推动。作为主要的功率开关器件IGBT、功率MOSFET和功率二极管正不断改良，相应地也是明显地改善了SMPS的效率，减小了尺寸，重量和成本也随之降低。由于器件对应用性能的这种直接影响，SMPS设计人员必须比较不同半导体技术的各种优缺点以优化其设计。例如，MOSFET一般在较低功率应用及较高频应用(即功率《1000W及开关频率≥100kHz)中表现较好，而 IGBT则在较低频及较高功率设计中表现卓越。

导通损耗

除了IGBT的电压下降时间较长外，IGBT和功率MOSFET的导通特性十分类似。由基本的IGBT等效电路(见图1)可看出，完全调节PNP BJT集电极基极区的少数载流子所需的时间导致了导通电压拖尾(voltage tail)出现。

图1 IGBT等效电路

这种延迟引起了类饱和 (Quasi-saturation) 效应，使集电极/发射极电压不能立即下降到其VCE(sat)值。这种效应也导致了在ZVS情况下，在负载电流从组合封装的反向并联二极管转换到 IGBT的集电极的瞬间，VCE电压会上升。IGBT产品规格书中列出的Eon能耗是每一转换周期Icollector与VCE乘积的时间积分，单位为焦耳，包含了与类饱和相关的其他损耗。其又分为两个Eon能量参数，Eon1和Eon2。Eon1是没有包括与硬开关二极管恢复损耗相关能耗的功率损耗; Eon2则包括了与二极管恢复相关的硬开关导通能耗，可通过恢复与IGBT组合封装的二极管相同的二极管来测量，典型的Eon2测试电路如图2所示。

图2 典型的导通能耗Eon和关断能耗Eoff 测试电路

开关电源 (Switch Mode Power Supply;SMPS) 的性能在很大程度上依赖于功率半导体器件的选择，即开关管和整流器。虽然没有万全的方案来解决选择IGBT还是MOSFET的问题，但针对特定SMPS应用中的IGBT 和 MOSFET进行性能比较，确定关键参数的范围还是能起到一定的参考作用。本文将对一些参数进行探讨，如硬开关和软开关ZVS (零电压转换) 拓扑中的开关损耗，并对电路和器件特性相关的三个主要功率开关损耗—导通损耗、传导损耗和关断损耗进行描述。

在硬开关导通的情况下，栅极驱动电压和阻抗以及整流二极管的恢复特性决定了Eon开关损耗。对于像传统CCM升压PFC电路来说，升压二极管恢复特性在Eon (导通) 能耗的控制中极为重要。除了选择具有最小Trr和QRR的升压二极管之外，确保该二极管拥有软恢复特性也非常重要。

在硬开关电路中，如全桥和半桥拓扑中，与IGBT组合封装的是快恢复管或MOSFET体二极管，当对应的开关管导通时二极管有电流经过，因而二极管的恢复特性决定了Eon损耗。

一般来说，IGBT组合封装二极管的选择要与其应用匹配，具有较低正向传导损耗的较慢型超快二极管与较慢的低VCE(sat)电机驱动IGBT组合封装在一起。相反地，软恢复超快二极管，可与高频SMPS2开关模式IGBT组合封装在一起。

除了选择正确的二极管外，设计人员还能够通过调节栅极驱动导通源阻抗来控制Eon损耗。Eon损耗和EMI需要折中，因为较高的di/dt 会导致电压尖脉冲、辐射和传导EMI增加。为选择正确的栅极驱动阻抗以满足导通di/dt 的需求，可能需要进行电路内部测试与验证，然后根据MOSFET转换曲线可以确定大概的值 (见图3)。

图3 MOSFET的转移特性

假定在导通时，FET电流上升到10A，根据图3中25℃的那条曲线，为了达到10A的值，栅极电压必须从5.2V转换到6.7V，平均GFS为10A/(6.7V-5.2V)=6.7mΩ。

公式1 获得所需导通di/dt的栅极驱动阻抗

把平均GFS值运用到公式1中，得到栅极驱动电压Vdrive=10V，所需的 di/dt=600A/μs，FCP11N60典型值VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF;于是可以计算出导通栅极驱动阻抗为37Ω。由于在图3的曲线中瞬态GFS值是一条斜线，会在Eon期间出现变化，意味着di/dt也会变化。

同样的，IGBT也可以进行类似的栅极驱动导通阻抗计算，VGE(avg) 和 GFS可以通过IGBT的转换特性曲线来确定，并应用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。计算所得的IGBT导通栅极驱动阻抗为100Ω，该值比前面的37Ω高，表明IGBT GFS较高，而CIES较低。

传导损耗需谨慎

在比较额定值为600V的器件时，IGBT的传导损耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。这种比较应该是在集电极和漏极电流密度可明显感测，并在指明最差情况下的工作结温下进行的。图4显示了在125℃的结温下传导损耗与直流电流的关系，图中曲线表明在直流电流大于2.92A后， MOSFET的传导损耗更大。

图4 传导损耗直流工作[p]