双开关T型并联谐振逆变器拓扑结构研究

摘要：为实现感应加热电源高频化、高效率化及高功率输出能力，提出了以MOSFET作为开关的T型并联谐振逆变器电路拓扑结构。它能够输出理想的正弦电压波形，开关元件工作在零电压开关(ZVS)状态，降低了开关损耗，提高了工作频率和效率。逆变器的ZVS工作状态不受负载影响，且工作状态稳定，易控制。详述了电路构成及工作原理，研究并分析了电流、电压的关系，最后给出了实验结果。
关键词：逆变器；并联谐振；感应加热

1 引言
由于感应加热的诸多优点，目前感应加热电源在高频焊管、金属表面热处理等高频条件下的应用日益广泛。为此，要求全固态感应加热电源具有高频化、高效率化和高功率输出能力的特点。
随着全控型电力电子器件技术水平的不断提高，目前适合于高频工作的功率MOSFET的电流指标已达几十安培以上，正向阻断电压也已达数百伏以上，工作频率可达数百千赫兹以上。同时由于功率MOSFET的通态电阻具有正温度系数，可起到自动平衡并联MOSFET间漏极电流的作用，因此采取MOSFET并联方式能解决感应加热电源高频化和高功率输出能力的问题。此外感应加热电源逆变器的电路拓扑结构优化和控制电路技术水平对提高感应加热电源的高频化、高效率化和高功率输出能力也起着关键作用。
此处提出一种适合于感应加热电源的以功率MOSFET作为开关元件的T型并联谐振逆变器电路拓扑结构，它能输出理想的正弦电压，开关元件工作在ZVS状态，降低了开关损耗，提高了工作频率和效率。与传统H桥逆变器相比，在相同输入直流电压下输出交流电压为其2倍；在相同负载条件下输出功率为其4倍；所用开关元件数量为其1／2。与单管E类串联谐振逆变器相比，其逆变器的ZVS工作状态不受负载影响，工作状态稳定、易控制，且适合用在不同负载情况下高频感应加热的工业生产中。

2 拓扑结构及工作原理
2．1 逆变器的电路构成
图1示出双开关T型并联谐振逆变器基本电路。Ud为直流输入电压，调节Ud就能改变逆变器输出电压和功率的大小；L为平波电抗，为并联谐振回路提供恒流，同时又起到升压的作用；开关元件VS1，VS2各开通、关断半个周期，轮流工作，与谐振电压uo同步，且在uo正弦波的过零点时刻进行开关；Co，Lo为谐振电容、电感。

为区别于E类逆变器以及用于DC／DC变换器的Boost电路，同时由于在图1中L，VS2，VS1分布呈T型，故称图1所示电路为双开关T型并联谐振逆变器拓扑结构。
2．2 电路工作原理
对图1电路作如下假设：①L足够大，使流过的电流在一个开关周期内基本不变；②电路中的元器件均为理想器件；③VS1，VS2开关时刻有一定的重叠时间；④Co，Lo已处于谐振状态，电路已进入稳态。VS1，VS2的开关频率为Co，Lo的谐振频率，则当uo=0时，VS1，VS2实现ZVS状态。
假设电路已进入稳定工作状态，在t=0的前半个周期内VS1导通，VS2断开，到t=0时刻，L的电流iL达到最大值，电压uL=Ud，其极性为左正右负。t=0时刻，Co两端电压由下正、上负谐振为零，Lo的储能达到最大值，谐振电流io达到最大值且保持连续，方向向下。
工作模式1：t=0时刻，VS1断开，VS2闭合，实现ZVS。在VS2闭合后的半个周期内，L开始释放能量，iL保持连续由最大值按余弦规律逐渐下降且对谐振回路补充能量，因此在VS2闭合期间L的电压极性是左负右正，L起升压的作用，A，C间的电压平均值等于2Ud。
当t在0～t1内，L和Lo同时向Co充电，uo逐渐上升，直到t=t1时刻达到最大值，io下降到零；当t在t1-t2内，Co放电，L和Co同时向Lo补充能量，直到t=t2时刻，uo回到零，Lo上的电流达到反方向最大值。[p]
工作模式2：在t=t2时刻，uo谐振到零，VS1闭合，VS2断开，实现ZVS；iL降到最小值，VS1闭合后uL=Ud，其极性为左正右负。通过VS1的电流即为iL此电流按线性规律上升，从最小值增大到t4时刻的最大值，Ud在电感中储存能量。当t在t2～t4内，Lo，Co处于谐振状态，形成uo的负半周。
在t=t4时刻VS1断开，VS2闭合，开始下一个周期。至此，电路完成了一个完整周期的工作，而Co上得到一个完整的正弦波输出uo。uo和io的波形如图2所示。

2．3 电路中电流、电压关系
2．3．1 L和开关元件电流的关系
在工作模式2下，VS1导通，若VS1无压降，则有：Ud=LdiL／dt，得：iL=Udt／L。
故在VS1导通的半个周期内，iL和VS1的电流iVS1按线性规律上升。
在工作模式1下，在此稳态过程中，若VS2无压降，则A，C两端电压为uo，由iL与uL实际方向可知电路中的电压关系为：
Ud+Ld(-iL)／dt=Umsin(ωt) (1)
初始条件：t=0时刻，IL(0)=ILmax；由式(1)解得在0～t2稳态时段内，iL的瞬态表达式为：
iL(t)=ILmax+Udt／L+Um[cos(ωt)-1]／(ωL) (2)
即在工作模式1过程中，iL=iVS2，且按余弦规律减小变化。由图2可知，iL平均值等于直流电源的电流Id。
2．3．2 逆变交流电压与直流电源电压的关系
为避免开关元件承受过高反压，假设逆变器工作在小容性准谐振状态，即开关时刻略超前于uo一个小角度φ，在忽略触发脉冲的重叠区宽度后，也就是iVS2超前uo一个小角度φ，则φ为逆变器的功率因数角，如图3所示。

在工作模式1下，假设VS2无压降，图中A，C问电压为uo的正半周，其电压平均值等于2Ud，则：

在小容性状态时cosφ≈1，则Uo≈2．22Ud。

3 实际电路构成原理与设计
图4示出应用于感应加热的T型并联谐振逆变器电路。图中ED虚线左边为三相全控整流桥电路，通过改变触发脉冲的移相角度对Ud的大小
进行调节，从而实现对逆变器输出功率进行调节的目的。C3为高频滤波电容，抑制高频电流在L上引起的高频电压波动。

图4中ED虚线右边为T型并联谐振逆变主电路部分。L1为升压电感；其中VS1，VS2为电路完全相同的基本单元结构，MOSFET通态电阻Rds(on)具有正温度系数，它为提高整机的电流容量创造了有利条件。由VS1，VS2相同的基本单元结构再进行并联构成功率开关模块，以满足对电流容量的要求。功率开关模块控制信号由逆变控制电路产生，并经驱动电路在栅、源极之间加入。
Co1，Co2串联后与Lo构成并联谐振回路，Co2为升压电容。因为Uo=2．22Ud，Co1，Co2容量相等，因此uLo=4．44Ud。确定Co1，Co2和Lo的值使其满足工作频率和输出功率的要求。
[p]
4 实验结果
根据图4制作一台输出功率为50 kW的高频感应加热电源样机，应用于轴类表面淬火。采用DSE160-06A快恢复二极管和IXTQ22N50P功率场效应管构成开关模块的基本单元。由于IXTQ22N50P的耐压为500 V，漏极电流为22 A，故逆变器输入直流电压最大为125 V。为达到50 kW的功率输出能力，并留出裕量，则需要十个开关模块的基本单元再并联构成功率开关模块。
L=7μH，Co1=Co2=2．6μF，Lo≈0．21μH，谐振频率，即逆变器的工作频率约为308 kHz。

分别在50 V，100 V输入直流电压条件下对逆变器的uo和开关模块的端电压进行了测量，实验结果如图5所示，uo有效值与Ud关系与Uo≈
2．22Ud一致，见图5b。开关模块的端电压是uo峰峰值Uop-p的1／2，见图5a，c。逆变器工作频率在308 kHz左右时其uo的波形理想见图5b。

5 结论
实验和实际测量得到的数据及波形关系与理论分析完全一致，证明了双开关T型并联谐振逆变器拓扑结构的正确性和实用性。由于实现了ZVS，其开关损耗小，适用于高频情况下，且逆变器的功率因数及效率高。由于逆变器的交流输出电压为直流输入电压的2．22倍，与H桥逆变器相比，在相同的直流输入电压下其输出交流电压是H桥逆变器的2倍；在相同负载条件下其输出功率是H桥逆变器的4倍；所用开关元件的数量是H桥逆变器的1／2。与单管E类串联谐振逆变器相比，其逆变器的ZVS工作状态几乎不受负载影响，工作状态稳定，易控制。
双开关T型并联谐振逆变器由于具备电路简单，开关元件少，工作频率高，输出功率大，效率高，性能优越，适应负载范围大，易控制等特点，故具有很大的使用价值和广阔的应用、发展前景。