一种新型的零电压零电流三电平变换器的研究

摘要：针对采用IGBT的软开关三电平变换器中IGBT关断过程存在的电流拖尾现象，以及基本三电平拓扑变压器次级存在的电压过冲和电压振荡现象，提出了改进型ZVZCS三电平结构。该结构在基于拓扑的三电平桥臂侧和两电平桥臂侧分别加入了一个无源辅助网络，三电平桥臂侧的辅助变压器在续流阶段为主变压器初级电流回零提供了条件，两电平桥臂的谐振电感和箍位二极管有效地抑制了主变压器次级电压的过冲现象。详细分析了改进拓扑的工作原理、工作模态，以及辅助网络的工作特点，并研制了实验样机，验证了理论分析的正确性以及改进拓扑的可行性。
关键词：三电平变换器；ZVZCS；辅助网络；IGBT

0 引言
随着电工领域各种技术的全面发展，人们根据电源的应用场合，对电源提出了高压大功率、高次级频化等的要求越来越强烈。多电平变换器也就是在这种背景下成为高压大功率变换研究的热点。其中三电平(Three Level)变换器最大的优点是可以降低开关管的电压应力，因此适用于输入和／或输出电压较高的场合。而有些变换器如Buck，Boost，BLlck—Boost，Cuk，Sepic，Zeta等TL变换器还可以大大减小储能元件如电感、电容的大小，从而改善变换器的动态性能，减小体积重量。
本文基于IGBT器件自身的特点，提出了新型的ZVZCS全桥三电平DC—DC变换器。对这种新型变换器的工作原理、电路工作模式、软开关的实现以及各个阶段的电路变量参数表达式进行深入的研究。从而探讨提高开关电源的效率、减小体积提高功率密度，减小开关管电压应力，实现高压大容量等实际应用问题。

1 主电路拓扑及原理分析
在本文中，主要的研究对象是传统的ZVZCS全桥三电平DC—DC变换器，所采用的开关器件是IGBT。IGBT是一种复合器件，关断时的电流拖尾导致较大的关断损耗，如果在关断前使它的电流降为零，则可以显著地降低开关损耗，另外变压器次级整流二极管两端电压存在电压过冲及振荡现象。
本文提出的拓扑，保留了基本ZVZCS三电平变换器的优点，即斩波管与超前管能在很宽的负载范围内实现ZVS。并且提出了一种新方法来实现两电平桥臂开关管的ZCS，即在三电平桥臂一侧加入无源辅助网络。同时，通过在两电平桥臂一侧加入无源辅助网络，有效抑制了变压器次级整流二极管的电压振荡和电压尖峰。
图1所示的电路为改进拓扑的主电路图，即具有双边无源辅助网络的ZVZCS三电平直流变换器的主电路。

改进拓扑的每半个工作周期有11个工作模态，此处只对前半个工作周期的工作模态进行分析，后半个周期与前半个周期相类似，此处不再赘述。图2为改进拓扑的主要工作波形。

分析之前，先做如下假设：所有的开关管和二极管均为理想元件；所有的电容和电感均为理想器件且C1=C2=C3=C4=Cr；分压电容Cd1，Cd2和飞跨电容Css认为是一个恒压源，电压值为Uin／2；输出滤波电感Lf在一个开关周期内，可以将输出电流认为是一个恒流源。[p]
改进拓扑的具体工作如下：
(1)t0时刻：Q1，Q2，Q6导点间电压UAB=Uin，DA1导通，DA2截止。辅助变压器TA被短路，原次级电压均为零。对于主变压器次级，DR1导通，DR2截止。在t0时刻， 初级电流ip(t0)=io／n1。
(2)开关模态0[t0，t1]：t0时刻，关断Q1，初级电流ip通过Css给C1充电，C4放电。由于C1两端电压上升，则A点电位下降，变压器初级电压下降，输出滤波电感电流的一部分给整流管DR2的结电容CDR2放电，其余部分反射到初级给C1充电，并给C4放电。等效电路中CD为CDR2折算到初级的电容，Io1为t0时刻折算到初级的滤波电感电流。
(3)开关模态1[t1，t2]：t2时刻，CDR2放电结束，UCD(t)为Uin／2。设初级电流为ip(t1)，CD两端电压为UCD(t1)。
(4)开关模态2[t2，t3]：此时段内，初级电流保持不变，为t2时刻的电流ip(t2)。此电流一直保持到t3时刻，此刻Q2关断。t2时刻CD两端电压为UCD(t2)，此时段内只有DA1导通。
(5)开关模态3[t3，t4]：t3时刻，关断Q2。通过CssC2充电，C3放电。随着充放电过程的进行，主变压器两端的电压逐渐下降，导致变压器次级电压下降，CDR2再次放电。t4时刻，C2两端电压升到Uin／2，C3两端电压下降至零。
(6)开关模态4[t4，t5]：t4时刻，C2两端电压升至Uin／2，TA1开始通过Css，DA1续流，初级电流开始下降，同时DR2导通，由于其结电容已经在上一模态中放电结束，所以DR2自然导通，主变压器次级被短路，变压器初、次级电压均为零。
(7)开关模态5[t5，t6]：t5时刻，ip(t)下降至零，电路保持零电流状态直至t6时刻关断Q6。由于在关断前，流过其的电流已经下降为零，所以Q6实现了零电流关断。
在Q6关断之前，Q2关断之后，开通Q3和Q4，但是没有电流流过。在这个时段，主变压器初级电流为零，初级短路，滤波电感续流。
(8)开关模态6[t6，t7]：在关断Q6之后很短的时间内，开通Q5。由于主变压器初级回路中存在电感Lr和L1k，所以电流不能够突变，也就是Q5实现了ZCS开通。Q5导通后，主变压器初级电流ip(t)反向增加，由于未能达到负载电流值，因此Dr2仍然同时导通。
(9)开关模态7[t7，t8]：DR1关断后，Lr和L1k与结电容CDR1谐振工作，CDR1充电，ip(t)继续增加。
(10)开关模态8[t8，t9]：t8时刻，D8导通，由于此时辅助变压器TA次级TA2被Q3短路，所以TA两端电压为零。D8将主变压器两端电压箝位到Uin。
(11)开关模态9[t9，t10]：此时段的等效电路图与模态8相同，但是电流变化规律不尽相同。
(12)开关模态10[t10，t11]：t10时刻，D8关断，此后主变压器初级电流保持不变，为负载电流初级折算值。t11时刻，关断Q4，电路工作情况与模态0类似。
以上11个工作模态完成后，变换器半个工作周期的工作结束，下半个工作周期与上半个工作周期工作情况类似。

2 仿真结果
该系统采用PSpice软件对改进拓扑进行仿真。设置具体的仿真参数：输入直流电压Uin=300 V；分压电容Cd1=Cd2=470μF；飞跨电容Css =470μF；主功率开关管IGBT型号为GT15J101；IGBT两端并联的电容C1=C2=C3=C4=1 nF；谐振电感Lr=80μH；输出滤波电容Cf=100μF；输出滤波电感Lf=160μH；主变压器变比为6，耦合系数为0．99；辅助变压器变比为0．9，耦合系数为0．99；开关频率fs=50 kHz。完成仿真参数的设置后，分别对变换器满载情况和轻载情况(输出电流为满载的30％)进行仿真。满载时，输出电压为36 V，输出电流为8 A。
由图3可以看到，因续流阶段，在辅助变压器初级电压uTA的作用，主变压器初级电流迅速下降到零，为Q5和Q6的零电流关断提供了条件。

[p]
由图4可以看出，Q6的驱动电压是在ip下降为零后变为低电平的。也就说明了Q5是零电流关断，且由于其导通回路中有电感存在，电流不能突变，可以认为零电流开通。开关管Q5的工作情况与Q6类似，也为零电流开关。

图5为整流二极管两端的电压波形。谐振电感和箝位二极管有效地抑制了Uin／N1附近的电压过冲，而在Uin／(2N1)处存在小幅震荡。

3 变换器的实验验证
在理论分析和仿真研究的基础上，为了验证改进拓扑的实际工作性能，研制了一台36 V／8 A，开关频率为50 kHz的实验样机。设计并制作了主电路、驱动电路、保护电路，以及基于TMS320F2812 DSP的控制电路。实验结果表明，改进拓扑能够实现功率管的零电压零、电流开关，减小了开关损耗，并且消除了主变压器次级的电压过冲现象，验证了理论分析的正确性。
图6所示的为主变压器初级电流ip与两电平开关管Q5驱动电压之间的关系，而图(b)则说明了在续流阶段辅助变压器为ip的归零所提供的条件。开关管Q6的工作情况与Q5类似，说明两电平桥臂开关管能够实现ZCS。

图7所示的为主变压器初级以及次级整流后的电压波形。初级电压共有5个电平，分别为±Uin，±Uin／2，0。整流后电压共有三个电平，分别为Uin／N1，Uin／(2N1)，0。并且有效地抑制了次级整流二极管两端的电压过冲现象。

4 结语
根据仿真结果表明，本文介绍的具有双边无源辅助网络的ZVZCS三电平变换器能够在轻载和额定负载情况下实现三电平桥臂开关管的ZVS，以及两电平桥臂开关管的ZCS，有效降低了开关损耗。同时，所加入的无源网络有效地抑制了整流二极管两端由振荡引起的电压尖峰。