一种同步补偿器直流侧储能电容值选取方法的改进

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1 引言

1981年，日本的Nabae等人提出了多电平变换器的思想，近年来成为了高压大功率变频领域的一个研究热点。多电平逆变器输出电压阶梯多，从而可以使输出的电压波形具有较小的谐波和较低的du/dt.随着输出电平数的增加，输出电压的谐波将减少。另外，多电平逆变技术在减小系统的开关损耗与导通损耗，降低管子的耐压与系统的EMI方面性能都非常优良。传统的多电平逆变器可分为二极管箝位型、电容箝位型以及级联型等三种结构拓扑，二极管箝位型逆变器因为在随着电平数的增多，其开关器件和箝位二极管会大量的增加，因此通常只适合于五电平以下的多电平拓扑。而电容箝位型逆变器存在有电容的充放电电压平衡的问题，而且在电平数增加时，会需要较多的箝位电容，因此也存在一定的弱点。 对级联型多电平逆变器来说，当需要得到多个电平时，会需要较多的直流电源，整流侧会需要一组变压器，造成体积庞大，另外也不易实现四象限运行。

静止同步补偿器(STATCOM)是一种并联型无功补偿的FACTS装置，它能够发出或吸收无功功率，并且其输出可以变化以控制电力系统中的特定参数;一般的，它是一种固态开关变流器，当其输入端接有电源或储能装置时，其输出端可独立发出或吸收可控的有功和无功功率;它可在如下方面改善电力系统功能：动态电压控制，功率振荡阻尼，暂态稳定，电压闪变控制等。

采用级联逆变器作为STATCOM主电路可以省去大量钳位二极管和电容，所以基于这种结构的STATCOM研究很多[6]，但这种结构需要多个独立储能电容。当用于STATCOM主电路时，必须考虑多个电容电压的平衡问题，这样使控制方法非常复杂。为了减少对电网的谐波干扰，采用这种结构的STATCOM的每相常常要级联多个全桥逆变器，这就需要大量的开关器件，成本大大增加。针对国内6kV中压电网三相平衡负载的无功功率补偿，结合二极管箝位多电平逆变器和级联逆变器的特点，本文提出了一种能够直接并入电网的主从型逆变器结构STATCOM，减少了各种功率器件的应用并消除了变压器，实现STATCOM高压大容量化、高效化、小型化和低成本化，且控制方法简单实用。最后对逆变器的输出电压波形进行了仿真研究并给出了谐波频谱。

2 STATCOM的主从型逆变器结构

本文提出的主从型五电平混联逆变器的结构如图1所示，图1的第Ⅰ部分为二极管箝位三电平逆变器，第Ⅱ部分为3个H桥逆变器，第Ⅲ部分为二极管箝位三电平逆变器电容C1、C2的硬件平衡控制电路。图1所示的混联五电平逆变器结构，与单纯的二极管箝位五电平逆变器相比，减少了大量的箝位二极管;与H桥级联逆变器相比，在器件数量上没有优势，但是，采用这种混联结构后，可以设计出比较简单的控制方法，与采用级联逆变器的STATCOM应用相应的控制方法比较，在同为五电平结构的情况下，输出逆变电压谐波含量将大大降低。

对图1所示混联逆变器结构，单相各开关状态对应的电平如表1(假设N点电为0，各电容电压为E，以Vcan相输出为例)。

3 主从型逆变器输出电压的谐波分析

本文主逆变器采用PWM的控制方法，H桥逆变器输出方波电压，构成输出正弦电压的基本成分;主逆变器产生输出电压的补偿部分并负责消除低次谐波。从而整个逆变器输出的合成电压在原理上可等效为一个五电平逆变器的SPWM输出，输出波形如图2所示。其输出电压的谐波分析可以采用与传统PWM调制五电平逆变器相同的方法[9-10]。

从图2可以看出，输出电压波形比较复杂，SPWM(正弦波调制PWM)调制在调制波的各周期内，无法以调制波角频率wS为基准，用傅立叶级数把它分解为调制波角频率倍数的谐波，为此必须采用双重傅立叶级数展开的方法，即采用以载波的角频率wC为基准，考察其边频带谐波分布的情况。

为了分析方便，将图2所示的4个载波信号用“分段线性函数”来表示。这样第n个(n=1，2，3，4分别表示从上到下的4个载波)三角载波的数学方程式可以写成如下形式

其中k=0，1，2，3，。..。

正弦调制波的方程式为

假设n为某相对于调制波的谐波次数;m为该相对于载波的谐波次数。则v的双重傅立叶级数表达式为

根据式(3)和(4)，通过数学运算，可以得到v的各级谐波的系数。需要指出的是对于五电平逆变器不同载波调制策略，其输出相电压和线电压表达式不同。当所有载波同相位调制时，输出线电压的谐波最少，此时相电压和线电压的输出分别如式(5)和(6)所示。

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4 主从型逆变器输出电压的仿真研究

4.1 主从型逆变器仿真模型的建立

逆变器(inverter)是把直流电能(电池、蓄电瓶)转变成交流电(一般为220v50HZ正弦或方波)。应急电源，一般是把直流电瓶逆变成220V交流的。通俗的讲，逆变器是一种将直流电(DC)转化为交流电(AC)的装置。它由逆变桥、控制逻辑和滤波电路组成。广泛适用于空调、家庭影院、电动砂轮、电动工具、缝纫机、DVD、VCD、电脑、电视、洗衣机、抽油烟机、冰箱，录像机、按摩器、风扇、照明等 .

为了研究主从型逆变器的输出特性，首先假定逆变器直流侧的电压恒定，逆变器中器件用理想开关来代替。构建主从型逆变器的仿真模型如图3所示。

载波频率与调制波频率比值N的选择对逆变器输出电压的谐波影响很大，N越大，谐波含量越少，但由于实际开关器件的限制，N不可能取得太大。另外，M取值的不同，逆变器输出谐波含量不同。因此，以N、M为参数，应用MATLAB的simulink仿真工具，给出了对N、M取不同值时，主从逆变器各部分输出的线电压波形，并通过FFT分析了谐波的频谱特性。

4.2 仿真结果及分析

基于MATLAB的simulink仿真工具，根据影响逆变器输出特性的主要参数调制比M和载波比N，给出了各种不同情形的仿真结果，验证理论分析的正确性和电路结构的优越性，所有的逆变器输出电压波形均为线电压。由于所提出的电路结构类似于五电平电路，相电压输出均为五电平，但输出线电压却不同。从仿真结果可以看出当调制比较低时(M》0.5 )线电压输出为五电平，调制比较大时(M》0.5)线电压输出为七电平或更高，谐波大大减少。

(1)逆变器输出线电压仿真

逆变器输出线电压仿真波形如图4~6。

从上述图形可以看出，逆变器的输出调制波形随着调制比M的变化而发生变化，M不同，逆变器输出逆变电压拟合正弦波的程度是不同的。

(2)谐波频谱分布与载波比N的关系(调制比M不变)

利用FFT对所提出的逆变器的输出电压进行谐波分析，图7所示为不同载波比且调制比不变情况下的相电压输出频谱。

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从图中可以看出在调制比M不变的情况下，本文提出的主从逆变器结构的主逆变器输出电压，对于相电压N次以下的谐波含量很低，但其第N次谐波的含量相对较大，所以在器件损耗及开关频率允许的情况下，载波比应尽量大些。

(3)谐波频谱分布与调制比M的关系(载波比N不变)

利用FFT对所提出的逆变器输出电压进行谐波分析，图8所示为不同调制比M且载波比N不变的情况下相电压输出频谱。

从图8可以看出，相电压的谐波含量受M的影响很大，对于本文中的这种主从型的逆变器，当M《0.5时，逆变器处于欠调制状态;当M》1时，逆变器处于过调制状态。这两种状态下谐波频谱中低次谐波的含量明显增加，所以，设计系统时调制比应选择在0.5

综合以上分析，对于本文STATCOM的主从型结构逆变器，采用PWM的方法时，只要调制比M选择合适，其电压输出对电网造成的低次谐波干扰是非常小的，而高次谐波可以通过采用电容高通滤波器很容易滤除。这充分表明了该结构在控制谐波方面的优越性能。

5 结论

(1)结合二极管箝位多电平逆变器和H桥级联逆变器的结构特点，提出一种五电平的主从型逆变器结构：主逆变器采用二极管箝位三电平逆变器，从逆变器为三个H桥逆变器，主逆变器和从逆变器级联连接，即二极管箝位三电平逆变器的每相输出分别连到一个H桥逆变器的一个桥臂上，H桥逆变器的另外一个桥臂的输出作为整个逆变器相电压的输出端。

(2)详细讨论了主从型逆变器输出电压的谐波分析方法。对本文提出的主从型逆变器输出电压进行了仿真研究，对比分析了影响主从型逆变器输出电压谐波的因素。