基于SG1525的PFM-PWM控制谐振DC／DC变换器

摘要：设计了基于SG1525宽温度工作范围的340 W LLC谐振DC／DC变换器。介绍了一种利用集成控制芯片SG1525来实现脉冲频率调制(PFM)-脉宽调制(PwM)控制的方法。为解决轻载或空载时LLC谐振变换器工作频率太高、损耗大的问题，提出了在轻载或空载时采用PWM控制的策略，并提出了实现电路。最后在340 W样机上进行了实验验证，证明了利用SG1525可以实现PFM控制和轻载时的PWM控制。该电路结构简单，参数设计灵活，且可以实现变频控制和PWM控制的无缝切换，很好地满足了宽温度要求。
关键词：变换器；参数设计；脉冲频率调制-脉宽调制

1 引言
LLC谐振变换器因其结构简单，输入电压范围宽，工作效率高，无需外加缓冲电路仅依靠自身的谐振特性即可实现初级开关管的零电压转换(ZVS)与次级整流二极管的零电流转换(ZCS)特性，以及磁件集成度较高，电磁干扰水平低等优点在分布式电源系统领域中得到广泛应用。军用环境下对电源变换器的体积重量和电磁干扰水平均有严格的要求，故LLC谐振变换器在军用条件下应具有良好的应用前景。经过分析研究，这里采用SG1525作为腔制芯片来实现调频控制。SG1525是一种性能优良、功能齐全、通用性强的单片集成PWM控制芯片，在开关电源中得到极其广泛的应用，其工作环境温度为：-55～150℃。通过对其外围电路的合理设计，使其实现PFM的功能，且在高压输入轻负载条件下自动进入PWM工作状态改善了该工作条件下的电源性能。

2 主电路拓扑结构及控制原理
2．1 主电路结构
由于输出电压较高，主电路采用次级倍压整流的对称半桥LLC谐振变换器，如图1所示。

LLC谐振变换器采用固定占空比，通过改变开关频率大小来调节输出电压的变频控制模式。相比传统的PWM控制，变频控制由于保持占空比固定更适用于输入电压范围较宽的场合。而且当系统进入闭环时随着输入电压的加大，频率增大，回路电流减小，使得开关管的通态损耗减少。不同频率下变换器的工作性能各不相同。在LLC谐振变换器中，由于该谐振网络非单一的LC构成，固存在不同的特征谐振频率。当变压器向次级传递能量时，其初级电压被输出电压箝位，谐振槽路中只有Lr和Cr发生谐振，其谐振频率为串联谐振频率，其表达式为：
[p]
当变压器不向次级传递能量时，Lr，Cr和Lm共同发生谐振，其谐振频率为串并联谐振频率为：

根据fr和fm，将LLC谐振变换器的工作频率fs范围划分为3个区域：fsfm，fmfsfr，frfs。
将半桥LLC谐振变换器的电路结构做一个简化的等效变换，如图2所示。

图中1，2连接至图1中初级桥臂两开关管的中点和桥臂分压电容的中点。由于VQ1，VQ2交替导通，故1，2端的输入为幅值是Ui／2的正负半周对称的方波。Re为次级折算至初级的等效负载。采用基波分析法得到1．2端输入阻抗为：

式中：ωs为开关角频率，ωs=2πfs。
当ωsωm时，变换器的阻抗呈容性；当ωs>ωm时，变换器的阻抗呈感性。对于LLC谐振变换器，通常只将开关频率设定为大于fm的范围内工作。因为当开关频率小于fm时，容性电路的特性为电压滞后于电流，此时开关管不能实现零电压开通。

通过上面分析可见，对于LLC谐振变换器，开关频率应设定为大于fm的范围，那么工作的频率又可以分为两种工作频带：fmfsfr，fs >fr。而工作两种工作频带范围下变换器均可实现主开关管的零电压开通，符合软开关技术的要求。图3为两种频带下整流二极管的电压、电流波形。观察次级整流管的开关状态，虽然两种频带下次级整流二极管均可实现ZCS，但是在fs>fr时，VD1关断的瞬间VD2立即导通，即使是快恢复型二极管，整流二极管换流时会产生反向恢复损耗；而对于fmfsfr时的LLC变换器，VD1关断后，VD1，VD2均不导通，这段时间即为tb。ta时间内，VD1可以充分完成反向恢复，不存在换流引起的反向恢复损耗，且此时两只二极管的反向电压均为一倍的Uo，而fs>fr时，二极管在关断后反向电压始终为2倍的Uo，相对于fs>fr时，二极管的损耗会相对较大。此外，当fs>fr时，变压器的初级一直向次级传递能量，激磁电感不参与谐振，所以通常将LLC谐振变换器的工作频率设计在fmfsfr内。[p]
2．2 控制电路和工作原理
2．2．1 SG1525实现频率调制的控制原理
利用SG1525实现PWM输出模式转化为PFM输出模式的电路结构电路包括内部一个PWM比较器，一个振荡器，外部一个变频时钟脉冲生成电路，该变频时钟脉冲产生电路可由比较器和一些无源器件组成以及一个逻辑门电路组成。反馈电压与基准电压比较后经过PI调节后得到的误差电压值ud接SG1525内部运算放大器的同相输入端脚2，内部运算放大器变为跟随器结构，其输出脚9信号与CT振荡信号进行比较交截得到频率等于该振荡频率一半的占空比控制信号，脚9信号越大脚11和14脚输出的两路互差180°，相位的信号的占空比越大，每路输出的最大占空比接近0．5，通过设置脚5，7的电阻可调整死区大小来控制最大占空比。ud同时送入变频时钟脉冲产生电路来调节振荡器频率，如图4所示。

当由于某种原因(如负载变小或输入电压变高)引起输出电压变高时，Ui变小，ud输入到变频时钟脉冲产生电路中，它与振荡器产生的锯齿波相比较交截产生一个较高频率的窄脉冲T。T经过整形后，生成一个较高频率的窄脉冲clock。由于该频率高于SG1525原先设置的振荡频率，故该窄脉冲送到SG1525的脚3后使其内部振荡器保持同步工作，窄脉冲到来时振荡器立即被复位，即把锯齿波提前拉低，然后进入下一个振荡周期，相当于振荡频率保持与脚3脉冲同步，因此振荡器频率提高。锯齿波的峰值为Ui，由于SG1525脚9电压也为Ui，所以经过SG1525内部比较器交割后始终可得到最大占空比的控制信号，实现PFM控制。PFM控制过程如图5所示。

由图5可知，不同的Ui会通过变频时钟脉冲生成电路产生不同频率的时钟clock脉冲，此时钟clock脉冲控制振荡器的复位，从而产生占空比趋向于0．5的变频输出脉冲，且不同的Ui对应于不同的频率输出时钟clock脉冲，Ui与输出脉冲的频率具有对应关系。通过自动调节Ui可实现变频控制最终实现输出电压的稳定控制。综上所述，SG1525可以实现PFM控制模式。[p]
2．2．2 SG1525的控制原理
在电路实际工作中，当输出轻载或者空载时，Uo为稳定输出电压，所需的开关频率会很大，一方面会增大轻载空载时的损耗，另一方面SG1525能工作的最大振荡频率也有限制(400 kHz)，因此必须解决在空载或者轻载工作条件下Uo的稳定控制问题。这里采用的SG1525在轻载或空载时采用PWM控制模式。对图4中的控制电路进行改进设计，添加一个取较大值的电路，设置一个电压阈值即可实现变换器的PFM模式与PWM模式的切换，该控制策略的原理图如图6所示。随着负载的减小，Uo会升高，ud变小，开关频率会升高使Uo稳定，当Ui进一步减小时，Uref2是PFM输出工作模式与PWM输出工作模式的分界点，此时也是变换器PFM与PWM控制模式的临界点，当Ui继续减小，UiUref2时，这时经过取较大值电路，进入变频脉冲产生电路的电压值为Uref2，保持不变，从而使工作频率也保持不变，工作在希望的最大工作频率保持不变。而输入到SG1525脚2同相端的电压信号值即脚9的电压仍为Ui，这样输出脉冲的占空比由Ui来自动调节，此时就实现了PWM工作模式，控制电路PFM模式切换成PWM模式主要波形图如图7所示。谐振变换器在轻载或者空载工作时采用PWM控制的优点：变换器在PWM控制下工作时，反馈电压能很好地反映负载的变化，能够很好的地调节输出电压。

3 实验结果
DC／DC变换器工程样机主要技术指标为：输入直流电压(270±30)V，输出直流电压340 V，额定功率340 W，工作效率大于90％。具体参数如下：fr=130 kHz，并联谐振频率70 kHz，匝比n=1，Lm=197μH，Lr=55μH，Cr=33nF。

图8a为输出满载340 W时的开关管电压波形和谐振电感电流波形，图8b为输出1．5 W(轻载)时的开关管电压波形和谐振电流波形。空载和轻载时均能保持输出电压的稳定工作。

4 结论
提出一种简单可行的利用SG1525实现变频控制和轻载时PWM控制的方法，并通过实验验证了理论分析的正确性，设计的LLC谐振变换器电路结构简单，工作可靠，可满足宽温电源要求。