2．5V／18KA超导磁体模型线圈电源设计

摘要：设计了一套2．5V／18 kA低电压大电流的开关电源系统。通过对各种功率变换器主电路及几种成熟的高频整流电路进行分析比较，并与实际情况相结合，选择全桥电路作为功率变换器的逆变电路，选择全波整流为高频整流方案。良好的反馈控制方式是高精度输出和快速动态响应的有效保证。通过分析，选择电流反馈环为外环的双闭环控制。最后由电源样机输出的测试波形可知，输出电压、电流的纹波与设计值相差不大，同时针对电源系统输出中不满足设计要求的原因，提出了改进方法。
关键词：电源；全桥电路；高频整流；电流模式

1 引言
稳态强磁场实验装置是国家“十一五”重大科技基础设施建设项目之一，高稳定度直流电源系统是该装置的关键子系统。外超导磁体组对超导磁体模型线圈进行试验是建设40 T混合磁体中关键一步。为了满足试验要求，在此提出设计研制2．5 V／18 kA的开关电源．参数要求：电压0～2．5 V。电流0～18 kA，自动励磁速度1～100 A／s，电压纹波不大于1％，电流纹波不大于0．2％。

2 DC／DC功率变换器
此电源系统输出功率为45 kW，输入为三相交流380 V网电，输出为2．5 V直流电，电源的效率偏小，输入功率较大。当输入功率较大时，一般采用三相交流输入。三相网电整流后的电压为514 V，电源系统的输出为2．5 V，是一个降压型开关电源。输入与输出电压较大时，一般都采用带隔离变压器的开关电源。设计隔离型开关电源的关键是选择DC／DC功率变换器的拓扑结构，当电源输出功率较大时，拓扑结构可以从推挽电路、半桥式电路和全桥电路中选择。
推挽式电路中开关管的利用率较高，导通压降较小，交替导通的两个开关管VZ1和VZ2发射极公共，且驱动电路较为简单。VZ1和VZ2的驱动定时和特性出现偏差时，变压器的磁通会发生单方向偏磁。偏磁严重时，会存在输入回路中不能转换为输出功率的直流电流流通，导致变换效率降低。开关管电压Uce最大值为输入电压Uin的2～3倍，这种电路比较适用于Uin较低的场合。
半桥式和全桥式电路适用于Uin较高的场合，Uce最大值为Uin。桥式电路可以将变压器初级的漏感电压尖峰箝位于直流输入母线电压，并将漏感储能回馈到输入母线，而不是损耗在有损缓冲电路中的电阻上。半桥式电路的输出电压可表示为：

全桥式电路的集电极电流小，在使用相同开关管的全桥电路可得到2倍的半桥输出功率。半桥变换器最大输出功率由初级峰值电流和开关管能承受的最大关断电压决定，虽然半桥变换器输出功率可达1 kW，但大多数满足12 A电流等级的IGBT放大倍数往往太小，而且满足电流电压条件的MOSFET管的导通压降太大，且成本太高，所以一般半桥变换器功率超过500 W时考虑使用功率加倍的改进半桥变换器，即全桥变换器，该电源选用全桥变换器，其电路如图1所示。[p]

3 高频整流电路
实际应用中，开关电源的设计成本应尽量低，体积应尽量小，因此暂不考虑同步整流。设计要求选择合适的高频整流电路以尽可能地降低整流损耗，此电源的开关频率在几十千赫兹，对整流管的反向恢复时间要求很高。若要求恢复时间很短，可选择合适的快恢复二极管、超快恢复二极管或肖特基二极管，前两项虽然反向恢复时间也可满足要求，但导通压降为0．6～0．8 V，而该电源中选择的肖特基二极管导通压降只有0．3V。
半波整流是以“牺牲”一半的交流为代价而换取整流效果，电流利用率很低，一般用在高电压小电流的环境下。全波整流和全桥整流的输出电压波形相似，全桥整流每半个周期有两个整流二极管导通，造成通态损耗增加。全桥整流电路可以减小二极管两端反向承担的压降，所以全桥整流一般用在输出电压高、电流小的环境下。设计低电压、大电流、高频整流电路时，全波整流最为合适。全波整流电路在正常工作情况下，每次只有一个整流管导通，与全桥整流电路相比，通态损耗减小，电源能量转换效率提高，同时能有效减少整流电路中元器件的数量，从而达到开关电源体积尽可能小的目的，图2示出各整流电路图。

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倍流整流电路与全波整流电路相比，减小了变压器次级绕组电流的有效值；变压器的利用率高，无中心抽头；输出电感纹波电流相互抵消，可减小输出电压纹波；双电感也更适合于分布式功率耗散的要求。要实现倍流整流就要求L1和L2的电感值足够大，同时要保证L1和L2中电流均等变化。鉴于该开关电源的输出电流很大，设计有足够大电感量且同时能够流通1 kA以上电流的电感实现起来比较困难，所以在设计中不考虑倍流整流，最终选择全波整流。

4 反馈控制方案
在开关电源系统中由于输入电压发生变化、电源内部元器件因外界环境的影响而导致性能参数及外部负载发生变化，或某些突发事件均会引起输出发生变化。为稳定开关电源的输出，引进反馈信号进行误差放大，然后与基准信号作比较，调节开关管触发脉冲的相位，获取稳定的输出。
反馈控制模式在实际应用中分为电压模式和电流模式。由于主电路中有较大的滤波电容电感，电压模式对于输入电压的变化会产生相延时作用。电压模式输出电压发生变化时，采样信号经过误差放大器的补偿电路延时滞后，才能传至PWM比较器来改变触发脉冲的相位。基于上述两个原因使其对输入电压的动态响应速度变慢。提高电压模式动态响应速度的主要方式是采用双闭环控制，即电流模式控制，其控制框图如图3所示。

该电源系统对输出电流精度要求较高，双闭环控制最终跟踪信号应为输出电流，所以设计采用电压环为内环，电流反馈环为外环，最终达到对电流更加精确地跟踪控制。

5 整体结构和实验分析
图4示出开关电源设计整体结构图。通过上述分析，2．5 V／18 kA模型线圈电源主要结构已经很明晰，将3组相同的2．5 V／6 kA的模块并联，实现18 kA输出。主结构采用功率二极管进行三相整流、全桥逆变电路、全波整流和全桥移相控制。图中，L1为三相整流功率因数校正电感，R1为软启动电阻，C1为输入滤波电容，L2为谐振电感，Tx1～Tx2为12个高频变压器，VD7～VD30为高频整流管，L3～L4和C3构成输出LC滤波网络，CS1为输出电流检测，US1为输出电压检测。经过计算取L1=0．7 mH，C1=6．8 mF，R1=150 Ω，L2=3．4μH，C2=20μF，L3=0．8 μH，C3=0．7 F，变压器的变比为8：1。

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根据参数值搭建原理图，借助ORCAD PSpcie仿真获得输出电流电压纹波波形。可知，该设计完全能满足设计要求，但仿真中很多元器件都是工作在理想状态，与实际使用的元器件存在一定的偏差。电源装配期间遇到一些与理论设计不相符的地方，最后在初始设计基础上进行调整，依旧可获得较好的实验结果。在理论指导的基础上进行电源装配，设计出能够满足要求的负载，获取实际输出电压和电流波形进行分析，获得改进措施。
基于全桥移相控制芯片UCC3895做出样机，设计满足要求的负载，通过长期稳定的实验获得输出电流纹波和电压纹波波形。图5分别示出输出电流、电压纹波波形。由图5a可知，计算可以得到电流纹波有效值为11 A，小于当初设计值12A。由图5b可知，电压纹波峰-峰值为120 mV，有效值约为67 mV，大于当初的设计值25 mV，显然在消除电压纹波方面要做出改进。

实验采用阻感性负载，造成输出电压纹波大的原因可能有两个：①输出滤波电容存在等效串联电阻和接触电阻；②控制方案和控制参数选取不合适。通过对图5b的分析可知，电压纹波中包含较多的低频纹波，由于样机采用电压控制模式，响应速度慢，低频的纹波很难消除干净，致使输出电压中包含输入电压低频纹波成分，这类纹波可通过增大PI调节器的增益或改为大P调节器和适当增加输入滤波电容C1而得到有效解决。

6 结论
基于上述拓扑结构可以制造出满足参数要求的高频开关电源。由于样机只是调试阶段，所以在反馈控制时没有采用双闭环控制，以致输入端混入低频纹波，样机在手工接线和组装时较为粗糙，导致与输出滤波电容串联的等效电阻较大。在这两个方面进行改进，电压纹波最后能满足要求。此电源通过功率变换结构的合理选择以及器件参数的优化，有效地解决了传统电源中存在的效率低、体积大、动态性能差等问题。另外通过实验人员连续10 h的带载运行可知，该设计满足开关电源的可靠性要求。