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新型三相单开关隔离型DCM PFC电路
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1 引言
单相PFC从提出概念到实用化很快、很顺利，并可根据不同的需要设计成电流临界连续型、电流连续型、电流断续型。而三相PFC从提出概念至今已经历十多年，但并没有进入实用化，其根本原因是由于三相PFC多用于大功率变换器供电。但三相PFC必将是高功率因数三相整流方式一大分支。为此，在本章种提出了一种可以实用化的电源和控制电路简单的三相单开关隔离型功率因数校正电路，并对其静态特性进行分析。
为了分析电路静态运行特性，可以提出以下假设：
#8226; uN,(ABC)为正弦波对称电源电压；
#8226; iU,1(ABC)为电源电流，高次谐波受到抑制—理想电源滤波器；
#8226; 忽略滤波器电容CN的电压波动；
#8226; 与电源相电压幅值UN相比，通过LN的基波分量电压可以忽略，从而可认为滤波器电容电压与电源相电压相等；
#8226; 每相两个初级绕组和次绕组理想磁耦合；
#8226; 输出电压UO恒定；
#8226;（输出）负载电流恒定；
#8226; fP >200 fN或者TPTN，（在开关周期内电源相电压为常值）；
#8226; 理想元件（尤其是忽略系统损耗和开关时间等）。
其中尤为重要的是开关频率要远高于主频率。这个假设可以得到电流对系统元器件的应力的近似值，如下所述。分析其内部关联时，可以更深入地研究系统特性，所以器件应力受参数变化的影响。
[p] [p] 3 电路工作原理
三相单开关隔离型DCM PFC电路，如图2所示：主电路输入为一理想Y型电压源uN,(RST)；电源滤波器（LN，CN）滤除了断续型变换器输入电流iU,(RST)的部分高频分RO为负载阻抗；功率晶体管T1导通时间
恒定。系统稳态时，功率晶体管T1受控于fP与。fP>>fN。
ABC三相电压对称，各相差120°，因此，我们可以只分析uN,A>0，uN,C≤uN,B≤0时的情况，而其它情况的分析与之类似。
图2 三相单开关隔离型DCM PFC电路的功率与控制电路基本结构
在uN,A>0，uN,B≤uN,C≤0内，有多个开关周期，在这里，我们可以考虑一个开关周期的工作情况，将一个开关周期分成五段：[0，tu1]、[tu1、tu2]、[tu2、tu3]、[tu3、tu4]、[tu4、Tp]在一个开关周期以前，各相初、次级电流均为零（DCM工作方式）。下面详细说明各段运行情况（设tu为运行在一开关周期内的瞬时时间）：
tu∈[0，tu]，变换器初级电感储能阶段。开关管在tu=0时导通，反激式变换器初级侧（电源侧）工作。iU,1,(ABC)≠0；iU,2,(ABC)=0。因在T1导通以前，电路初级形式为整个电路电流为零，因此，在这一阶段，T1导通，变换器初级电感储能，为反激式变换做准备。如图3 (a)所示。
tu∈[tu1、tu2]，变换器次级三相电流运行阶段。tu=tu1时，开关管T1关断，初级侧电能通过反激式变换转移到了次级，为负载供电。此时iU,1,(ABC)=0；iU,2,(ABC)≠0。如图3(b)所示。
tu∈[tu2、tu3]，A、C相次级电流运行阶段。由于
最小（uN,A>0，uN,B≤uN,C≤0的假设），所传递的能量小，因此B相次级能量最先耗尽。B相次级电流为0。tu=tu2时，B相次级电流为0。iU,1,(ABC)=0，iU,2, B=0，iU,2,(AC)≠0。如图3(c)所示。
tu∈[tu3、tu4]，A相次级电流运行阶段。tu=tu3时，C相次级电流减小到0，A相次级提供电流，为负载供电。iU,1,(ABC)=0，iU,2, (BC)=0，iU,2,A≠0。如图3(d)所示。
tu∈[tu4、Tp]，电流断续阶段。tu=tu4时，A相次级电流为0。这样，电路里不再有电路，电流处于断续状态。这种状态一直持续到下一开关周期开始，为下一周期的开始做准备。这也是DCM方式运行决定的。iU,1,(ABC)=0，iU,2, (ABC)=0。电路图如图3(e)所示。
由断续运行特性可知，T1导通前，iU,1,(ABC)=iU,2,(ABC)=0。T1在tu=0时导通。
[p] LU,1,(ABC),P、LU,1,(ABC),n（初级侧电感）、D1,(ABC),P、D1,(ABC),n（初级侧二极管）组成了桥式电路，其直流侧的短路电流使输入电流上升。由于晶体管T1导通时间不变，所以，tu=tu1时T1关断。从而得到了周期为fN的正弦变化相电流，与相应的相电压成比例。变压器的去磁是通过次极二极管D2完成的。保证tu4≤Tp才能使系统工作在断续情况下，如图4。在一个开关周期内，电压变化很小，可认为是恒定的。这样就避免了由二极管D2,(ABC)产生的反向恢复电流对T1的应力。因为去磁间隔不会影响到电源电流波形，变换器输入电流iu,1,（ABC）的包络线为正弦的，通过滤波可理想过滤掉开关频率谐波，因此滤波后电源电流仍应为正弦波，且与电源电压同相。此外，输出电压各不相关，能量流动完全可控，这使得过电流保护中启动电流的限制问题很容易得以解决。
图4 一周期内变换器输入电流iU,1,(ABC)与输出电流iU,2,(ABC)的时间特性
4 结论
本文分析介绍了三相单开关隔离型DCM PFC系统的拓扑分析与基本原理，得了以下几点创新性的结论：
（1）在电路拓扑方面，根据AC-DC变换器及功率因数校正系统的要求，提出一种功率级与控制级结构都很简单的三相单开关隔离型DCM PFC变换器，实现高的功率因数，理想可达到1，从而对电网污染小。由于它既能实现功率因数校正，又能进行AC-DC功率变换，因此与传统的Boost型PFC电路相比，具有可直接获得较低电流输出电压、能够实现电源与负载之间的隔离的优点；与普通的AC-DC变换器相比，具有功率因数高，波形质量好的优点。
（2）在不增加电路复杂程度的基础上，实现了变换器中的主要开关器件无损耗关断。不仅没有占空比丢失、桥臂竟通等移相软开关技术所存在的缺点，而且解决了ZCT或ZVT等形式的软开关需要增加辅助电路的问题。为提高变换器的开关频率、提高电能轮换效率、降低变换器的体积和重量创造了有利条件。
（3）借鉴单相反激式变换器技术，提出了三相隔离型PFC电路，解决了用单相等效电路法分析三相PFC电路所存在的问题。并建了系统的数学模型。
本文所提出的三相单开关隔离型DCM PFC电路，以其结构简单，控制方式可以采用TL494的分频复用特性以实现。更为详细的资料，请参阅文献[1]。
参考文献：
[1] 王国玲 《三相有源功率因数校正技术的研究》辽宁工学院2000级硕士毕业生王国玲硕士学位论文
[2]J. W. Kolar, H. Ertl, and F. C. Zach, “Power quality improvement of three-phase ac-dc power conversion by discontinuous mode ‘Dither’-rectifiers,” in Proc. 6th Power Quality Conf., Munich, Oct. 14-15, 1992, pp. 62-78.
[3] Y. M. Jiang, G. C. Hua, E. X. Yang, and F. C. Lee, “Soft-switching of IGBTs with the help of MOSFETs”, in Proc. 10th Annu. VPEC Power Electron. Seminar, Blacksburg, VA, Sept. 20-22, 1992, pp. 77-84.
单相PFC从提出概念到实用化很快、很顺利，并可根据不同的需要设计成电流临界连续型、电流连续型、电流断续型。而三相PFC从提出概念至今已经历十多年，但并没有进入实用化，其根本原因是由于三相PFC多用于大功率变换器供电。但三相PFC必将是高功率因数三相整流方式一大分支。为此，在本章种提出了一种可以实用化的电源和控制电路简单的三相单开关隔离型功率因数校正电路，并对其静态特性进行分析。
为了分析电路静态运行特性，可以提出以下假设：
#8226; uN,(ABC)为正弦波对称电源电压；
#8226; iU,1(ABC)为电源电流，高次谐波受到抑制—理想电源滤波器；
#8226; 忽略滤波器电容CN的电压波动；
#8226; 与电源相电压幅值UN相比，通过LN的基波分量电压可以忽略，从而可认为滤波器电容电压与电源相电压相等；
#8226; 每相两个初级绕组和次绕组理想磁耦合；
#8226; 输出电压UO恒定；
#8226;（输出）负载电流恒定；
#8226; fP >200 fN或者TPTN，（在开关周期内电源相电压为常值）；
#8226; 理想元件（尤其是忽略系统损耗和开关时间等）。
其中尤为重要的是开关频率要远高于主频率。这个假设可以得到电流对系统元器件的应力的近似值，如下所述。分析其内部关联时，可以更深入地研究系统特性，所以器件应力受参数变化的影响。
[p] [p] 3 电路工作原理
三相单开关隔离型DCM PFC电路，如图2所示：主电路输入为一理想Y型电压源uN,(RST)；电源滤波器（LN，CN）滤除了断续型变换器输入电流iU,(RST)的部分高频分RO为负载阻抗；功率晶体管T1导通时间
ABC三相电压对称，各相差120°，因此，我们可以只分析uN,A>0，uN,C≤uN,B≤0时的情况，而其它情况的分析与之类似。
在uN,A>0，uN,B≤uN,C≤0内，有多个开关周期，在这里，我们可以考虑一个开关周期的工作情况，将一个开关周期分成五段：[0，tu1]、[tu1、tu2]、[tu2、tu3]、[tu3、tu4]、[tu4、Tp]在一个开关周期以前，各相初、次级电流均为零（DCM工作方式）。下面详细说明各段运行情况（设tu为运行在一开关周期内的瞬时时间）：
tu∈[0，tu]，变换器初级电感储能阶段。开关管在tu=0时导通，反激式变换器初级侧（电源侧）工作。iU,1,(ABC)≠0；iU,2,(ABC)=0。因在T1导通以前，电路初级形式为整个电路电流为零，因此，在这一阶段，T1导通，变换器初级电感储能，为反激式变换做准备。如图3 (a)所示。
tu∈[tu1、tu2]，变换器次级三相电流运行阶段。tu=tu1时，开关管T1关断，初级侧电能通过反激式变换转移到了次级，为负载供电。此时iU,1,(ABC)=0；iU,2,(ABC)≠0。如图3(b)所示。
tu∈[tu2、tu3]，A、C相次级电流运行阶段。由于
最小（uN,A>0，uN,B≤uN,C≤0的假设），所传递的能量小，因此B相次级能量最先耗尽。B相次级电流为0。tu=tu2时，B相次级电流为0。iU,1,(ABC)=0，iU,2, B=0，iU,2,(AC)≠0。如图3(c)所示。
tu∈[tu3、tu4]，A相次级电流运行阶段。tu=tu3时，C相次级电流减小到0，A相次级提供电流，为负载供电。iU,1,(ABC)=0，iU,2, (BC)=0，iU,2,A≠0。如图3(d)所示。
tu∈[tu4、Tp]，电流断续阶段。tu=tu4时，A相次级电流为0。这样，电路里不再有电路，电流处于断续状态。这种状态一直持续到下一开关周期开始，为下一周期的开始做准备。这也是DCM方式运行决定的。iU,1,(ABC)=0，iU,2, (ABC)=0。电路图如图3(e)所示。
由断续运行特性可知，T1导通前，iU,1,(ABC)=iU,2,(ABC)=0。T1在tu=0时导通。
[p] LU,1,(ABC),P、LU,1,(ABC),n（初级侧电感）、D1,(ABC),P、D1,(ABC),n（初级侧二极管）组成了桥式电路，其直流侧的短路电流使输入电流上升。由于晶体管T1导通时间不变，所以，tu=tu1时T1关断。从而得到了周期为fN的正弦变化相电流，与相应的相电压成比例。变压器的去磁是通过次极二极管D2完成的。保证tu4≤Tp才能使系统工作在断续情况下，如图4。在一个开关周期内，电压变化很小，可认为是恒定的。这样就避免了由二极管D2,(ABC)产生的反向恢复电流对T1的应力。因为去磁间隔不会影响到电源电流波形，变换器输入电流iu,1,（ABC）的包络线为正弦的，通过滤波可理想过滤掉开关频率谐波，因此滤波后电源电流仍应为正弦波，且与电源电压同相。此外，输出电压各不相关，能量流动完全可控，这使得过电流保护中启动电流的限制问题很容易得以解决。
4 结论
本文分析介绍了三相单开关隔离型DCM PFC系统的拓扑分析与基本原理，得了以下几点创新性的结论：
（1）在电路拓扑方面，根据AC-DC变换器及功率因数校正系统的要求，提出一种功率级与控制级结构都很简单的三相单开关隔离型DCM PFC变换器，实现高的功率因数，理想可达到1，从而对电网污染小。由于它既能实现功率因数校正，又能进行AC-DC功率变换，因此与传统的Boost型PFC电路相比，具有可直接获得较低电流输出电压、能够实现电源与负载之间的隔离的优点；与普通的AC-DC变换器相比，具有功率因数高，波形质量好的优点。
（2）在不增加电路复杂程度的基础上，实现了变换器中的主要开关器件无损耗关断。不仅没有占空比丢失、桥臂竟通等移相软开关技术所存在的缺点，而且解决了ZCT或ZVT等形式的软开关需要增加辅助电路的问题。为提高变换器的开关频率、提高电能轮换效率、降低变换器的体积和重量创造了有利条件。
（3）借鉴单相反激式变换器技术，提出了三相隔离型PFC电路，解决了用单相等效电路法分析三相PFC电路所存在的问题。并建了系统的数学模型。
本文所提出的三相单开关隔离型DCM PFC电路，以其结构简单，控制方式可以采用TL494的分频复用特性以实现。更为详细的资料，请参阅文献[1]。
参考文献：
[1] 王国玲 《三相有源功率因数校正技术的研究》辽宁工学院2000级硕士毕业生王国玲硕士学位论文
[2]J. W. Kolar, H. Ertl, and F. C. Zach, “Power quality improvement of three-phase ac-dc power conversion by discontinuous mode ‘Dither’-rectifiers,” in Proc. 6th Power Quality Conf., Munich, Oct. 14-15, 1992, pp. 62-78.
[3] Y. M. Jiang, G. C. Hua, E. X. Yang, and F. C. Lee, “Soft-switching of IGBTs with the help of MOSFETs”, in Proc. 10th Annu. VPEC Power Electron. Seminar, Blacksburg, VA, Sept. 20-22, 1992, pp. 77-84.
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