抑制单级PFC中储能电容电压的拓扑研究

1　 引言

　　为了减小对交流电网的谐波污染，国内外制订了有关标准（如IEC 1000-3-2标准）来限制电流谐波。因此，要求交流输入电源必须采取措施降低电流谐波含量，提高功率因数。目前广泛采用的有源功率因数校正方法有两种，即两级PFC和单级PFC。两级PFC [1]将PFC级输出端与DC/DC变换器相串联。由于采用两级结构，电路复杂，装置费用高，效率低。在小功率应用场合，两级PFC很不适用。因此，研究单级PFC及变换技术成为电力电子领域中的一项重要课题。
　　单级PFC[2－3]将PFC级和DC/DC级组合在一起共用一个开关管和一套控制电路，同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节。它与两级方案不同的是，控制电路只调节输出电压，保证输出电压的稳定，在稳态时，占空比恒定，因此要求PFC级的电流能自动跟随输入电压，虽然单级PFC变换器的输入电流不是正弦波，PF值不如两级方案高，但由于IEC1000-3-2标准只对电流谐波含量有要求，对PF值没有严格的要求，单级PFC变换器的输入电流谐波足以满足IEC1000-3-2标准。由于采用单级结构，电路简单，成本低，功率密度高。因此，单级PFC变换器在小功率场合得到了广泛的应用。
　　本文主要对单级PFC的拓扑进行了分析，抑制储能电容电压是单级功率因数校正要解决的主要问题，储能电容电压随输入电压和负载的变化而变化，在输入高压或轻载时，电容电压可能达到上千伏，而且变换器的效率低。介绍了几种改进的拓扑结构来降低电容电压，分别讨论了其优缺点。通过对现有拓扑的分析，得出了一种新型拓扑结构。

2 单级功率因数校正的主要问题

　　单级PFC将PFC级和DC/DC级组合在一起共用一个开关管和一套控制电路，同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节。它与两级方案不同的是，控制电路只调节输出电压，保证输出电压的稳定。对PFC级输出功率恒定时，输入功率是一个周期性变化的量，所以储能电容用来解决瞬时输入功率和输出功率不平衡问题。众所周知，电流断续模式（DCM）的boost变换器在固定占空比下电流自动跟随输入电压，因此PFC级工作在DCM下可以得到较高的功率因数。而为了提高变换器的效率，DC/DC变换器一般工作在电流连续模式（CCM）下。在CCM情况下，当负载变轻时，输出功率减小，由于占空比不随负载变化而变化，PFC级输入功率同重载时一样，则充入储能电容的容量大于从储能电容抽走的能量，导致储能电容电压上升。为了保持输出电压一致，电压反馈环调节输出电压，使占空比减小，输入能量也相应减小，这个动态过程要到输入和输出功率平衡后才停止。负载减小带来的后果是电容电压明显上升，甚至达到上千伏。
　　降低电容电压通常有两种方法：一种方法就是采用变频控制[4]，可以使电容电压低于450V，但是频率变化范围可能高达十倍，不利于磁性元件的优化设计。另一种就是采用变压器绕组实现负反馈。用变压器绕组实现负反馈可以降低电容电压，但同时降低了功率因数，增加了电流的谐波含量。本文通过对现有拓扑的分析，得出了一种新型带低频辅助开关的功率因数校正电路，不仅降低了电容电压，而且提高了功率因数，减少了电流的谐波含量。

3 几种改进的拓扑分析

3.1　加变压器绕组抑制电容电压的单级PFC

　　加变压器绕组抑制电容电压的单级PFC变换器[5]如图1所示。N1为变压器耦合的绕组。

图1　加变压器绕组抑制电容电压的单级PFC变换器
　 [p] 　用变压器绕组N1实现负反馈来抑制电容电压VC。当Q开通时，VC加在变压器的初级绕组Np，因此绕组N1上的电压同VC成正比。只有当输入整流后的电压大于N1上的电压时，电感LB上才有电流；Q关断时，LB上的能量经过D1释放到CB。负载变化引起VC变化，加在LB上的电压立刻变化，从而改变了输入电流和输入功率，有效的抑制了VC的增长。加入N1除了能降低VC外，还能在Q开通时，由N1直接传递部分能量到负载，降低了开关管的电流应力，提高了变换器的效率。但N1的加入降低了功率因数，增加了电流谐波含量。在图1的AB之间再增加一个绕组N2[3][8]，如图2所示。

图2　用双绕组抑制电容电压的单级PFC变换器
　　加绕组N2之后，在Q关断时，加在电感LB上的反向电压为VC和N2上的电压之和减去输入电压，加大了电感LB在关断时的电流下降率，减小了输入功率，从而进一步降低了VC，同时也提高了功率因数。N2的选取应该满足N1+N2Np。可见，增大N1可以降低电容电压，提高效率。但同时降低了功率因数，增加了电流谐波含量。
　　如果要求更低限度的减小开关器件的电压、电流应力，那么在图1和图2中的二极管D2和绕组N1之间加入电感Lr，使输入电流工作在CCM下。Lr可以利用变压器漏感，也可以另外加一个电感[3]。

3.2　单级反激并联功率因数校正（PPFC）变换器

　　单级反激PPFC变换器[6]，如图3所示。

图3　单级反激PPFC变换器
　　TX1、Q、D3、Cf、RL构成电路的主支路，TX2、D2组成电路的辅助支路。储能电容CB通过D1充电到输入电压的峰值电压作为辅助支路的输入电压。由于两个并联反激支路同时工作，使用二极管D2、D3来防止这两个支路之间产生循环电流。该变换器由输入电压Vin和储能电容C2同时给负载提供能量。尽管输入电压Vin给负载提供大部分能量。但是，当输入电压很小时，负载的能量主要由储能电容CB提供。两个变压器可以在DCM或CCM下工作。对于小功率应用，为了提高效率，两个变压器都工作在DCM下。主支路与辅助支路之间的功率分布决定输入电流的谐波含量，而变压器TX1、TX2的电感值决定功率分布。所以，通过正确的设计变压器TX1、TX2的电感值可以使输入电流的谐波含量满足IEC1000-3-2标准。该变换器仅用一个有源开关和一个控制环就可快速的调节输出电压。
　　它的主要优点是结构简单、效率高、储能电容电压被箝位，电压值的大小等于输入电压的峰值，对功率开关管没有产生附加的电压应力。另外，在Q开通时，由TX1直接传递大部分能量到负载，降低了开关管的电流应力，提高了变换器的效率。它的主要缺点是元件数目多，成本较高。

[p] 3.3　带低频辅助开关的单级PFC变换器

　　单相无源功率因数校正变换器应用低频开关减小了输入电流的谐波，满足IEC1000-3-2标准。但是，低频boost PFC变换器需要一个大的输入电感[7－8]；用变压器附加绕组实现负反馈降低了电容电压，提高了效率。但同时降低了功率因数，增加了电流谐波含量。为了改善有源单级PFC变换器的性能。本文结合上述两种方法提出了一种带低频、低费用、低损耗的辅助开关的单级PFC变换器。不仅有效的抑制了电容电压，提高了效率，同时还提高了功率因数，减少了电流谐波含量。
　　带低频辅助开关的CCM单级PFC变换器如图4所示，Q为主开关，Qr为辅助开关。
辅助开关Qr的驱动波形如图5所示，当输入电压在零附近时，辅助开关Qr导通，使附加绕组N1短路，从而改善了输入电流的波形，减少了输入电流的谐波含量，提高了功率因数。

图4　带低频辅助开关的CCM单级PFC变换器

图5　辅助开关Qr的驱动波形
　　当输入电压大于某一值时，辅助开关管Qr关断；其余的工作情况与图1和图2相似。辅助开关Qr在输入电压很小时才导通工作，其余时间不工作。因此，流过Qr的电流很小，Qr的功率损耗很小。由图5知，辅助开关的工作频率为交流电源频率的两倍。故在整个工作期间，Qr的开关损耗很小。另外，辅助开关Qr的控制电路也很简单。由上述分析知，带低频辅助开关的单级PFC变换器减小了输入电流的谐波含量；提高了功率因数和效率；降低了电容电压。
　　辅助开关Qr也可以放在其它位置，得到不同的拓扑结构，如图6示。图6(a)所示的电路使L1旁路。也就是，输入电压在零附近时，导通开关Qr，使L1短路，电路工作在DCM下，从而增加了输入电流，这种方法不能消除输入电流的死角。因此，与图4电路相比，图6a)的电路的输入电流的畸变更大。Qr另外一种实现方式如图6b)所示，使L1和N1都旁路，也就是，输入电压在零附近时，导通开关Qr，使L1和N1都短路。这种方法可以完全消除输入电流的死角，提高功率因数。但是，与图4电路相比，图6(b)电路中的储能电容电压更高。因为图6(b)电路有一小部分时间工作在DCM下。另外，该方法也可以应用在其它的DCM/CCM单级PFC变换器中，如图7所示的带低频辅助开关的DCM单级PFC变换器。

图6　Qr不同位置的实现方式 (a) 使L1旁路　(b) 使L1和N1都旁路

图7　带低频辅助开关的DCM单级PFC变换器

[p] 4 结束语

　　单级PFC变换器具有电路简单、成本低、功率密度高，在中小功率场合得到了广泛的应用。分析了单级PFC存在的主要问题—抑制储能电容电压。本文介绍了几种改进的拓扑结构来降低电容电压，分析了它们的工作原理，比较了其优缺点。通过对现有拓扑的分析，得出了一种新型拓扑结构。

参考文献

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[4] M. Madigan, R. Erickson and E. Ismail,“Integrated high quality rectifier regulators”IEEE-PESC1992,pp. 1043-1051.
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[6] Oscar Garcia, Pedro Alou, Roberto Prieto and Javier Uceda，“ a simple single-switch single-stage AC/DC converter with fast output voltage regulation,”IEEE Transaction Power Electronics , 2002 ,pp.163-170.　
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