数字控制级联式双向DC-DC变换器的研究

双向DC-DC变换器具有双向能量流动的能力, 是典型的“一机两用”设备,目前研究的几种BDC 拓扑存在下面的几个缺陷：（1）隔离型Buck/Boost BDC 因含有的隔离型Boost 变换器，存在开关管电压尖峰大的问题，难以抑制；（2）移相式BDC 通过变压器漏感（或少量串联电感）传递能量，存在环流能量大的问题，不适于宽调压范围应用；（3）反激式BDC 采用耦合电感传输能量，限制了传输功率等级；（4）Cuk 型BDC 和Sepic/Zeta型BDC 由于其电路拓扑比较复杂，且能量传输过程环节较多，实际应用较少。

近年来, 随着DSP等数字处理器芯片的快速发展，相对于模拟控制而言，数字控制的优点越来越突出。数字化处理和控制，可避免模拟信号传递的畸变、失真，减少杂散信号的干扰；用软件形式的数值计算实现模拟硬件电路的功能，因此控制电路的硬件结构可以简化，外围器件数目可以减少；数字电源基本不受元件性能变化的影响，电源一致性好，可靠性高.

因此,基于上述内容,本文提出了构建于LF2407型DSP控制的硬件平台之上的由Buck/Boost 电路和双向半桥直流变换器构成的级联式双向DC-DC变换器,它具有的优点是：（a）两部分可分别优化设计；（b）功率密度高；（c）两部分变比的倍乘关系，适用于大变比变换的应用场合； (d)简化系统硬件设计、减少了元件数量、改善了系统可靠性。同时,本文研究了一种适用于Boost变换器的无源软开关电路,利用谐振实现开关管的ZVS。

2双向DC-DC变换器基本结构及工作原理

图 1 级联式双向DC－DC变换器主电路

由图1可以看出，前级采用双向半桥DCT，后级采用不隔离Buck/Boost BDC。在Buck/Boost电路中增加了无源软开关电路. 升压模式下的工作过程分为9个模式. 其中电源为Uin,L1为储能电感,续流二极管D5,滤波电容Cm构成了Boost变换器的主电路.电感L2,二极管D2,D3,D4, 电容C6,C7组成辅助电路.通过谐振电感L2实现S6的零电流开通,谐振电容C7可以实现S6的零电压关断.由于滤波电感L1和输出滤波电容Cm相对于谐振电感和电容大许多,并且软开关电路的工作过程很短,因此假定在辅助电路工作时,流过L1的电流和输出电压Vo保持恒定.

模态1 模态2

模态3 模态4

模态5 模态6

模态7 模态8

模态9

图 2 升压模式下后级工作模态

模态1(t1tt2) t1时刻前,开关管S6处于关断,储存于L1中的能量通过S5的反并二极管D5传送到负载.当S6在t1时刻开通后,流过D5中的电流线形减小,同时电感L2中的电流从零开始增大.

模态2(t2tt3)当流过D5中的电流降到0以后,D3开始导通.L2和C6,C7开始谐振,C7中的能量通过C7-C6-L2-S6回路释放.结果,L2中的电流包含了流经L1中的电流和谐振电流.当谐振过程完成后,储存在C7中的能量转移至C6,C6的电压上升到输出电压Vo.

模态3(t3tt4)当C7的电压降至0以后,二极管D2导通,因此L2和C6通过D2和D3开始谐振.随着L2中的电流的不断减小,C6的电压继续升高.

模态4(t4tt5)当L2中的电流和L1中的电流相同时,开关管导通过程完成,C6和C7的电压保持定值.此时,变换器工作状态和传统的boost电路一样.

模态5(t5tt6) 当开关管S6在t5时刻关断,流经主功率管的电流完全转移到C7和D2上.直至C7中的电压增至输出电压Vo.

模态6(t6tt7) D4在t6时刻导通,电容C6通过D4放电.

模态7(t7tt8)当C7中的电压上升至输出电压Vo时,D3在t7时刻导通.流经L2中的电流通过D3和D4传至负载.从而,L2中的电流继续减小.

模态8(t8tt9)当L2中的电流减小到0以后, L2中将不再有电流通过直到S6再次导通.

模态9(t9tt10) 当C6中的电压在t8时刻降至0以后,另一个开关模态开始.反并二极管D5导通.

图 3 升压模式下关键波形

升压模式工作(能量从Uin侧流向Uo侧)时，电感电流平均值为正.双向半桥直流变换器中S1、S2、S3和S4相同固定占空比，且S1、S3和S2、S4互补导通。通过对S6的可控调节，从而实现升压模式下的稳压输出。

降压模式工作(能量从Uo侧流向Uin侧)时，电感电流平均值为负，与升压模式时类似。S1、S2、S3和S4的驱动信号不变，封锁S6的脉冲信号，受控开关为S5。

3双向DC－DC变换器的数字实现

图4 DC－DC变换器数字控制系统流程

图4为双向变换器数字控制系统的流程图，经过AD转换得到的电压电流数字信号被送至数字信号处理器进行PI调节。DPWM把控制信息转化为PWM脉宽信号，通过对占空比的调节从而得到理想的输出电压和电流。

由于TMS320LF2407内部带有ADC模块，因此，输出电压值通过电压LEM采样反馈给DSP的ADC模块，在AD中断程序里读取采样值，然后进行数字PI调节，使输出稳压。

为了实现Boost和Buck模式的自由切换，必须对副边电压进行采样。当电压高于特定值时，通过对Buck/Boost级开关管的控制实现变换器的反向运行,从而给原边的蓄电池进行恒流充电。为了使电池容量恢复到100％，必须允许一定的过充电，过充电反应发生后，电池的电压迅速上升，达到一定数值后，上升速率减小，然后电池电压开始缓慢下降。此时为了维持电池容量,须将均充改为浮充,即对蓄电池进行恒压充电,因此同样要对蓄电池的电压进行采样.

数字PI调节采用的是增量式PI控制,离散后的数字PI算法表达式为:

(a)

:比例系数; :积分系数; :本次误差; :本次控制量输出

依此类推:

(b)

(a)-(b)得到增量式数字PI控制算法表达式如下:

(c)

式(c)中的 即为数字调节器输出控制量的增量。

所以,最终输出的控制量为:

(d)

主程序流程图和ADC的中断服务程序流程图分别如图5和图6所示。

图 5主程序流程图

图6 ADC的中断服务程序流程图

4实验结果

根据上述主电路工作原理分析，为证实数字化控制方法的可行性，研制了一台实验样机,开关频率为100kHz,所选用元器件参数如下:S1，S2 选用IRF460，S3,S4,S5和S6为IRFP150N。Uin为2节蓄电池串连(单个12V，50A·h／10h)；C1为470uF，C2,C3为220uF,C4,C5为2200uF,C6为500nF,C7w为10nF,Cm为100uF,Cf100uF,L1为86uH,L2为6uH.Dsp芯片用TMS320LF2407A，电压采样LEM为VSM025A，原边额定电流1OmA，副边对应电流25mA；电流采样LEMCSM025LA，原边额定电流25A，副边对应电流25mA。

图7 S6导通时的电压电流波形

图8 S6关断时的电压电流波形

图9 S3，S4的gs和ds波形

图10 S1，S2的gs和ds波形

图11 恒流充电时电感电流采样电阻电压

5结论

本文通过对级联式双向DC-DC变换器原理的分析,并在数字控制的硬件基础之上,实验和验证了文中所提到的控制方案的可行性和有效性。该方案简化了硬件电路,通过软件实现了电路的稳压输出和对蓄电池的恒流恒压充电。

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