6 kW开关电源PFC电路实现

在各种单相PFC电路拓扑结构中，Boost电路具有结构简单、变换效率高、易于控制等优点而得到广泛应用。高频化方法可以有效地减小有源功率因数电路的体积、重量，从而提高电路的功率密度。但是，高频化也带来了诸多问题，其中最为引人关注的是开关损耗的急剧增大。有源功率因数校正电路的软开关技术能够有效地解决这一问题，本文将要介绍的电路就是这一类电路。

软PWM 技术是指具有软开关环境的PWM 技术。这种技术的特点是：在开关周期中，电路具有软开关环境，而在非开关周期中，仍然保持原来硬开关PWM电路的各种优点[1]。软开关技术理论上可使开关损耗降为零；实际上，可使目前的各种电源模块的变换效率由80豫提高到90豫以上，达到高频率、高效率的功率变换。

此电路是在传统PFC 电路的基础拓扑结构上，加入了有源缓冲电路结构。缓冲电路的引入改善了电路的开关环境、增加了电路效率。对大部分自关断器件组成的电路，由于开关频率高，缓冲电路着重于改善开关器件的开关轨迹，控制EMI，减小电流、电压应力，从而降低开关损耗，为器件提供安全的开关环境，最大限度地利用器件特性，充分发挥器件的效能。

传统的有源缓冲电路单元，大多是既复杂、高功耗又难于控制，且输入电压范围较小、带负载能力较弱。

本文所研究的电路具有结构简单，带负载能力强，允许输入电压范围宽，以及很方便地实现PWM控制等优点。并且，通过实际的运行与测试，效果理想。

1 工作原理

在实际6 kW的PFC 电路中，由于电流较大，主开关管由4只大功率IGBT 管并联运行，辅助开关管由两只大功率IGBT管并联运行，主二极管也是多管并联运行。在图1所示的原理图中，由Lr，Cr2，Dr，D1，D2及T2共同组成了缓冲器单元。

为方便电路分析，在不改变电路运行条件的基础上，进行了以下假设：

1）输入电压为恒定值；

2）输出电容C0充分大；

3）输入电感L 充分大；

4）谐振电路为理想谐振；

5）主电感L 远大于谐振电感Lr；

6）各器件的寄生电容忽略不计；

7）除主二极管D 以外，其它二极管的反向恢复时间忽略不计。

工作过程分8 个阶段，各阶段等效电路如图2所示，波形图如图3所示。

1）[t0，t1] 在t0时刻之前，主开关管T1与辅助开关管T2均处于截止状态，主二极管D 处于导通状态。在t0时刻（iD=Ii ，vCr2=0），辅助开关管T2导通。此时，Dr和T2为零电流情况下导通(ZCT)，Lr 限制通过Dr和T2的电流上升率。此时段中，通过主二极管D的电流线性下降，同时，通过T2的电流线性上升。

2）[t1，t2] 在t=t1时刻，由于二极管的反向导通，D 上电流继续下降，而流过Dr 和T2的电流继续上升。直到t=t2时刻，二极管反向恢复电流达到负的最大值。

2 电路的设计

2.1 主电感的选择

依据电感元件的伏秒平衡原理，在主开关T1导通期间，储能电感L 上的电流增加量应与主开关T1截止期间的电流下降量相等，方向是相反的。即

在实际设计中，储能电感L 上的峰峰值电流Ii+驻IL 不应大于最大平均电流的20豫，这可以避免储能电感的磁饱和，也能达到限制主开关的峰值电流、峰值电压和功率损耗的目的。这里我们选择驻IL=1.4Ii，代入式（21）中得到储能电感的电感量为

2.2 输出电容的选择

输出电容C0 中将流过i0的交流分量，在C0两端，电压将产生脉动，该脉动量与C0的数值有关。因此，在设计中，要求选择输出电容C0 使输出电压u0的纹波啄V 低于规定值，一般电压纹波啄V 臆2%，即输出电压脉动量为驻u0。

2.3 谐振电感的选择

谐振电感的选择依据是，在3 倍的主二极管反向恢复时间内，使其上流过电流不超过输入的最大电流，即

2.4 谐振电容Cr1的选择

谐振电容Cr1的选择依据是，在与谐振电感Lr谐振的半个周期内，其上能量全部传递给谐振电感Lr，即

2.5 谐振电容Cr2的选择

谐振电容Cr2 的选择依据是，在与谐振电感Lr谐振的半个周期内，其上能量全部传递给谐振电感Lr，即

式中：Irrmax是主二极管D反向恢复最大电流。

3 电路的仿真与试验结果及分析

3.1 仿真结果

仿真所得的波形如图4-图8所示。