用户电能质量综合补偿器与在线UPS工作原理

摘要：叙述了用户电力质量综合补偿器（Custompower）与在线UPS的基本工作原理与方法。

关键词：用户电力质量综合补偿器；逆变器；不间断电源

1 引言

由于市电和负载的复杂性，例如电网容量不足，输变电和各种配电设备的性能和质量问题，各用电设备配置的不合理，或相互之间的影响，电力电子变流器的广泛应用与各类非线性负载的增加，自然界的雷击、地电及人为因素的影响等，使市电电压不稳定，并含有谐波，电能质量不断恶化。这将会使一些对电能质量敏感的重要负载性能降低，寿命缩短，甚至造成很大的经济损失。据有关部门统计，在有代表性的场合，计算机遭受来自市电的干扰值在数十伏的每天有上百次。计算机故障的50％～70％是由电源故障造成的。因此，对电能质量的综合补偿和采用补偿式在线UPS就显得越来越重要了。

用户电能质量综合补偿器和补偿式在线UPS的电路是相同的，在直流电路中并入蓄电池就是UPS，不并入蓄电池就是综合补偿器，其原理框图如图1所示。它是由两个互为电源的双向全桥逆变器构成的一种串并联电路结构。通过变压器Tr次级串入电路的逆变器Ⅰ，是市电的稳压滤波器，其主要作用是对市电输入电压进行稳压和滤波；通过电感L并入电路的逆变器Ⅱ，是电流无功补偿滤波器，其主要作用是补偿负载需要的无功电流，并滤除非线性负载产生的谐波电流。当作为补偿式在线UPS应用时，逆变器Ⅰ输出有功功率，逆变器Ⅱ输出无功功率。

图1 电能质量综合补偿与补偿式在线UPS电路框图

2 市电稳压滤波器

对市电输入电压进行稳压和滤波的稳压滤波器电路如图2所示。它是由高频全桥SPWM式双向逆变器构成的。逆变器的输出电压 u _AB通过变比为 k 的输出变压器T_r变成补偿电压 u _ac在T_r次级输出，T_r的次级串联在主电路中，以对市电电压的大小变化和谐波进行补偿，保持输出电压 u _aL为稳定的正弦波电压。 u _ar为与市电同步的给定正弦基准电压，完全补偿后 u _aL= u _ar。 L _F C _F为低通滤波器，以滤掉市电 u _a中和补偿电压 u _ac中的高次谐波。由T_r次级短路阻抗、 L _F及市电电源内阻组成的线路阻抗为 Z ，电压降低为 Zi _a， i _a为市电输入电流。由图2主电路可知，当实现完全补偿时：

u _aL= u _a－ Zi _a－ u _ac= u _ar（1）

u _ac= u _a－ Zi _a－ u _ar（2）

图2 市电稳压滤波器原理电路

令= u _a－ Zi _a－ u _ar为全桥SPWM逆变器的调制电压，控制电路框图如图3（a）所示，图3（b）为波形图。当用= u _a－ Zi _a－ u _ar作为调制波时，可以使补偿电压 u _ac= u _a－ Zi _a－ u _ar实现完全补偿。假定逆变器直流电源电压为 U _dc，载波三角波的频率为 f _c，电压幅值为 U _c，市电频率为 f _a，则

调制比： M =（3）

(a) 控制电路框图

(b) SPWM波形图

图3 控制电路原理框图与波形图

载波比： N = f _c/ f _a（4）

式（3）中 U _a、 I _a、 U _ar为 u _a、 i _a、 u _ar的有效值。

当市电电压含有谐波时，即

u _a= U _a1sin ωt ＋ U _{a n} sin nωt （5）

而且 u _a1= U _a1sin ωt ≠ u _ar= U _arsin ωt

式中下注脚“1”表示基波，“ n ”表示谐波次数。

此时，调制比 M 的值为

M ==＋=M1＋Mn（6）

M ₁=； M_n =（7）

按照文献[1]的方法，推导出补偿电压 u _ac的双重傅里叶级数表示式为 u _ac= ku _AB= k ( u _A－ u _B)，经推导并考虑到滤波器 L _F C _F的作用，可得

u _ac= kM ₁ U _dc·sin ωt ＋ kM_nU _dc·sin nωt （8）

由于图1中逆变器Ⅱ的无功补偿和滤波作用的存在，ia=Ia·sinωt，将式（5）、式（8）及ia的值代入式（1）得

u _aL= u _a－ Zi _a－ u _ac

u _aL= U _a1·sin ωt ＋ U _an·sin nωt － ZI _a·sin_ωt－ kM ₁ U _dc·sin ωt － kM _n U _dc·sin nωt (9)

令变比 k = U _c/ U _dc，将 k 值及式（7）中的 M ₁和 M _n的值代入式（9），当 u _a1> u _ar时 M ₁=正值。

u _aL= U _a1·sin ωt ＋ U _an·sin nωt － ZI _a·sin ωt ·－( U _a1－ ZI a－ U _ar)·

sin ωt － U _an·sin nωt = U _ar·sin ωt (10)

当 u _a1 u _ar时， M ₁=负值，也可以得到式（10）结果。所以式（10）说明：当用瞬时值= u _a－ Zi _a－ u _ar作调制波时，可以使SPWM全桥逆变器通过变压器Tr的输出电压 u _ac，完全补偿市电电压的大小变化和谐波。保持加在负载上的电压 u _aL= u _ar为稳定的正弦波电压。

2.1 补偿的物理说明

从物理上看，由于控制电路采用的是= u _a－ Zi _a－ u _ar作为调制波进行的补偿，当市电电压 u _a为正弦波时， u _a> u _ar是负补偿 u _a－ u _ac；当 u _a u _ar是正补偿 u _a＋ u _ac。当市电电压含有谐波时， u _a> u _ar部分是负补偿， u _a u _ar部分是正补偿，补偿示意图如图4所示。补偿谐波的关键是采用高频SPWM全桥逆变器和瞬时值检测。逆变器的载波比 N = f _c/ f _a越大，补偿效果越好。

图4 对市电电压补偿的物理示意图 [p]

2.2 变压器T_r的变比

变压器T_r变比 k 的大小，取决于市电电压变化的范围。当用作电能质量综合补偿器时，由于市电电压的允许变化范围为±10％，实际有的地方变化范围可达±20％，所以变比k应取±25％；当用于补偿式在线UPS时，当市电停电时电压的变化为100％，故 k 值应取1：1，以全电压对市电电压进行补偿。

3 电流无功补偿滤波器

电流无功补偿滤波器的原理电路如图5所示。由于感性负载和非线性负载的作用，使电流含有无功成分并发生畸变，包含无功与畸变的负载电流 i _aL用傅里叶级数表示时为

i _aL= I _{a n} ·sin( nωt ＋ φ _n )= I _a1·sin( ωt ＋ φ ₁)＋ I _{a n} ·sin( nωt ＋ φ_n )= I _a1cos φ ₁·sin ωt ＋ I _a1sin φ ₁·cos_ωt＋ I _{a n} ·sin( nωt ＋ φ_{n 1})(11)

此式表明，畸变的电流由三部分组成

i _1p= I _a1cos φ ₁·sin ωt = I _ap·sin ωt

为基波有功电流；

i _1q= I _a1sin φ ₁·cos ωt = I _aq·cos ωt

为基波无功电流；

i _{a n} = I _{a n} sin( nωt ＋ φ_n )为高次谐波电流。

图5 电流无功补偿滤波器

由图5可知：当完全补偿时，负载电流 i _aL应由市电输入电流 i _a和补偿电流 i _ac共同供给，即 i _aL= i _a＋ i _ac。如果用适当的控制方式，使补偿器的输出电流 i _ac= i _1q＋ i _an，则市电只须向负载提供基波有功电流 i _1p就可以了。这样就完全实现了补偿，市电输入电流 i _a与市电电压 u _a同相位，输入功率因数coo φ =1， i _a为正弦波电流。如果只需要消除高次谐波电流 i _an，或只需要补偿基波无功电流 i _1q时，则只须使 i _ac= i _an或 i _ac= i _1q就可以了。为了能很好地完全补偿基波无功电流 i _1q和高次谐波电流 i _an，逆变器采用了双向全桥逆变器，并采用了线性Delta滞环控制方式。

3.1 补偿器的数学模型

对有源滤波与无功补偿器的要求是具有较强的适应能力和较高的反应速度。图5所示电路是可以满足上述要求的。图中 C _d为为储能电容， R 为回路电阻，根据基尔霍夫定律可得

(12)

式中： u _a为市电电压；

U _dc为电容 C _d上的电压；

i _ac为补偿电流；

F 为逆变器开关函数。

(13)

为了使 C _d上的电压 U _dc恒定， C _d的值应足够大。由于补偿器前面有市电电压稳压滤波器，所以 u _a= U _am·sin ωt ，将 F 、 u _a代入式（12），解出补偿电流 i _ac的表示式为

i _ac=( ωL cos ωt － R sin ωt )＋（14）

i _ac的初始值为

i _ac( t ₁)=( ωL cos ωt ₁－ R sin ωt ₁)＋（15）

C _d={ i _ac( t ₁)－〔( ωL cos ωt ₁－ R sin ωt ₁)＋〕}（16）

将 C _d的值代入式（14）得到

i _ac=〔( ωL cos ωt － R sin ωt )－( ωL cos ωt ₁－ R sin ωt ₁)〕＋

〔1－〕＋ i _ac( t ₁)（17）

由于回路电阻 R 很小，当令 R =0时可得

i _ac=(cos ωt －cos ωt ₁)＋( t － t ₁)＋ i _ac( t ₁)(18)

式（18）表明，补偿电流 i _ac只与电感 L 有关。

3.2 电感 L 的值

假定补偿对象是整流器，其交流侧的电流波形如图6所示，由此可以得到补偿电流参考值的波形如图7所示。的变化是不均匀的，求解电感 L 的值也是很复杂的，为了节省篇幅， L 的推导过程省略。从跟踪角度出发， L 值应取得大些。综合两者要求，通过推导得到 L 值计算式为

图6 整流器负载电流

图7 补偿电流参考值

式中： N ′为系数， N ′=0.3～0.7，参数 U _am， U _dc， I _aL， T （开关周期）， α，μ 和 I _ap在额定情况下都是已知的，其含义见图6。当 α =30°， μ =15°， L =3.4mH， f _s=5kHz时，仿真结果如图8所示。此结果表明：市电输入电流 i _a由原来的方波，变成了准正弦波。输入功率因数cos φ =1。

(a) 补偿前的电网电流

(b) 补偿后的电网电流

(c) 有源滤波器输出电流

α =30°, μ =15°, L =3.4mH, f =5kHz

图8仿真波形

3.3 控制方式

电流无功补偿滤波器的控制方式，最好采用线性Delta滞环PWM控制方式，这是由于补偿电流参考值的变化是不均匀的，在换向期间变化较大，为了能够准确跟踪，采用线性Delta滞环PWM控制，其电路与工作波形如图9所示。

(a) 控制电路

(b) 工作波形

图9 线性Delta控制电路与工作波形 [p]

4 三相电能质量综合补偿器与在线UPS

用户电能质量综合补偿器与在线补偿式UPS电路如图10所示，它是由与电路串联的市电稳压滤波器，和与电路并联的电流无功补偿滤波器组成的。当直流电路并入蓄电池，变压器T_r的变比 k =1：1时就是补偿式在线UPS；而不并入蓄电池， k =0.25：1时就是电能质量综合补偿器。

图10 用户电能质量综合补偿器与在线UPS电路框图

当作为在线UPS应用时，如果市电存在，则电路运行在电能质量综合补偿器状态；当市电断电时，电路工作在UPS状态。市电稳压滤波器（图10中逆变器Ⅰ）由给定正弦基准电压驱动提供有功功率，电流无功补偿滤波器（图10中逆变器Ⅱ）提供无功功率，保证供电不间断，转换时间等于零。蓄电池由逆变器Ⅰ和Ⅱ共同充电。

当作为电能质量综合补偿器应用时，市电稳压滤波器可以稳定、净化市电输入电压，电流无功补偿滤波器可以补偿无功电流和净化电流中的谐波，使供电质量大大提高，用户负载不受已遭污染的市电电网的影响；用户自己的非线性负载引起的电流畸变也不污染市电电网。所以市电稳压滤波器可以等效成一个正弦电流源，电流无功补偿滤波器可以等效成一个正弦电压源。工作于电流源的双向逆变器Ⅰ，和工作于电压源的双向逆变器Ⅱ，可以互为电源，互为对方传输电能协调工作。例如对于市电稳压滤波器的逆变器Ⅰ，当市电电压高于给定电压时，逆变器Ⅰ吸收功率，对电压进行负补偿，其吸收的功率通过逆变器Ⅱ以电流形式转送到负载；当市电电压低于给定电压时，逆变器Ⅰ输出功率，对电压进行正补偿，其输出的功率通过逆变器Ⅱ以电流形式从市电电网输入。逆变器Ⅱ对负载电流的无功与谐波电流的补偿，所需的能量也是由逆变器Ⅰ供给和输出的。

4.1 主电路逆变器的选型

主电路逆变器Ⅰ和Ⅱ的选型，与三相电路型式和用户要求有关。对于三相三线制系统可以选用三相半桥式逆变器；对于要求输出相电压的三相四线制系统，则必须选用三个单相全桥逆变器，或选用三相四桥臂逆变器。其原因有两个：一是可以输出相电压，可以向不对称负载供电；二是当一相出现故障时，另外两相还可以供电，提高了供电的可靠性。

如果需要将三相三线制市电改成三相四线制供电时，可以用中性点形成变压器形成中性点。中性点变压器是变比为1：1的自耦变压器。

4.2 电能质量的检测与控制电路

电能质量检测法有多种，例如基于Fryze时域分析的有功电流分离法；基于频域分析的FFT检测法；基于自适应干扰抵消原理的闭环检测法等。我们选择了具有较好实时性，在三相系统得到广泛应用的基于广意瞬时无功理论检测法。此法是1983年由日本学者赤木泰文先生提出的。当已知三相瞬时值电压或电流时，用下面给出的方程式将其在静止坐标中的向量变换到以基频速度 ω 旋转的 dqo 坐标上：

i_dqo ==·=

变换后的信号与原信号减少一个基波频率即50Hz。所以 dqo 变换是一种差频变换，输入信号中的基频、5次、7次等谐波，变换到 dqo 坐标上时，为直流、4次、6次等谐波。因此，上式中 d 轴电流直流分量对应于负载基波有功功率， q 轴电流直流分量对应于负载基波相位移无功功率， d 轴交流分量和 q 轴交流分量对应于负载高次谐波无功功率， o 轴分量 i_o 对应于基波不对称无功功率。

上述方法可以分离出有功分量、无功分量，谐波和三相电压或电流的不对称度。由于此法可以把三相基波电压或电流变换成直流值表示，所以消除了频变和相位不一致造成的影响，因此三相基准参考信号可以不必再与市电同步锁相了，可以利用变换成的直流信号进行比较，避免了同步锁相过程的干扰。

4.2.1 市电稳压滤波器的检测控制电路

为了检测出市电电压基波的大小变化，谐波和不对称度，采用了如图11所示的检测电路。三相正弦基准参考电压 u _ar、 u _br、 u _cr，通过 dqo 变换及低通滤波器，得到 dqo 坐标的直流基准参考值和 u _or。市电电压 u _a、 u _b、 u _c经 dqo 变换，得到，和uo；将这些值与、 u _or进行比较，将得到的误差值 u _df、 u _qf、 u _of进行 dqo 反变换即可得到反应市电基波变化，谐波和不对称度的误差值Δ u _a＋ u _ah，Δ u _b＋ u _bh，Δ u _c＋ u _ch。用这些误差值作为SPWM逆变器的调制波，通过图3（a）所示的电路，即可得到市电稳压滤波器（逆变器Ⅰ）的开关驱动信号。

检测电路中的低通滤波器电路如图11（b）所示，其传递函数为

H ( s )=

这是一种三阶切比雪夫低通模拟式滤波器，按照图中给出的参数，截止频率为22Hz。

（a）检测电路

(b)低通滤波器电路

图11市电电压检测电路

4.2.2 电流无功补偿滤波器的检测控制电路

检测电路如图12所示。将输入电流 i _a、 i _b、 i _c进行 dqo 变换及低通滤波器得到反应基波电流的，切除经dqo反变换即可得到只含有功成分的正弦波电流 i _ap、 i _bp、 i _cp。用此电流与负载电流 i _aL、 i _bL、 i _cL进行比较，就可以得到仅包含无功与谐波的补偿电流参考值。然后用图9所示的Delta控制电路，就可以得到电流无功补偿滤波器（逆变器Ⅱ）的开关驱动信号。

图12电流无功补偿滤波器的检测电路

4.3 电能补偿器与在线UPS给用户带来的好处

电能质量综合补偿器与在线UPS，可以给用户带来如下好处：

1）可以使输入电能的质量大大提高，使输入电压精度由原来的(±10～±20）％提高到±1％，波形畸变率减小到3％以内，输入功率因数提高到96％。

2）逆变器Ⅰ和Ⅱ只承担标称功率的20％，工作效率可以高达96％，过载能力强。

3）可以大大减小负载设备的故障率，延长了负载寿命，提高了负载的可靠性。

4）切断了市电与负载之间谐波影响，已遭污染的市电不影响负载的工作，非线性负载产生的谐波也不污染市电。

5）在线UPS运行时，市电故障的切换时间为零，多台UPS可以并联运行，扩容方便。

6）是一种绿色电源，可满足任何负载要求。

7）输出能力强，过载能力可达200％1min，负载电流峰值系数为5：1，对负载电流浪涌系数没有限制，可直接起动负载，输出kW值等于标称kVA值，克服了UPS自身不可克服的缺点。

5 结语

本文介绍的用户电能质量综合补偿器与补偿式在线UPS，在美国和日本已经商品化，如美国电力转换公司APC已将这项技术应用到在线UPS中，生产出了Silcon DP300E系列在线式大功率UPS，与传统在线UPS相比使多项指标得到了改善和突破。目前我国尚未开发，但已受到重视，有的高校和科研部门正在着手研制。预计不久将会在我国得到普遍的推广和应用。