新型两相零电压转换PWM变换器的研究

摘要：把零电压转换技术和多相变换技术相结合就可获得一簇新型多相零电压转换PWM变换器。这些变换器具有高性能和高功率密度。主要分析了两相Boost零电压转换PWM变换器的工作原理和特性，并给出了占空比 D >0.5时的谐振元件参数的设计和仿真结果。

关键词：零电压转换；多相变换器；高功率密度

1 概述

通过提高开关频率可获得高性能和高功率密度功率变换器，但传统的硬开关PWM变换器工作在高频时开关损耗很大。因此，硬开关PWM变换器的应用具有局限性。为此，人们提出了用软开关技术来减小开关损耗，大多数软开关变换器是以大幅度地增加开关器件的电压或电流应力为代价来降低开关损耗的，这导致开关器件的导通损耗显著增加。在零转换PWM变换器^[1]中，辅助电路在很宽的输入电压和负载变化范围内以最小的电压和电流应力为主开关管提供零电压开关，这使得ZVTPWM变换器在中大功率场合得到广泛应用。

获得高性能和高功率密度功率变换器的另一种方法是采用多相技术。输入电感交错工作时，对于 n 相变换器来说，输入和输出滤波电容的工作频率提高了 n 倍，因此，使输入和输出滤波器中电容保持很小的电流纹波；并且可以获得良好的动态性能。如果将ZVT和多相变换技术结合起来，就可以得到更好的动态性能和更高功率密度的功率变换器。简单地将多相技术和ZVT变换器结合起来的ZVT多相变换器是非常复杂的。因为一个 n 相的ZVT变换器需要 n 个辅助电路。几种基本的两相ZVT PWM变换器^[2]如图1所示。这些变换器中只包含了一个有源开关的辅助电路通过n个二极管交替地为所有相的主开关管提供零电压开通条件。本文主要分析了两相Boost ZVT PWM变换器的工作原理和特性，并给出了占空比 D >0.5时的仿真结果和谐振元件参数的设计。

2 工作原理

两相Boost ZVT PWM变换器如图1（c）所示。

在进行讨论之前，作如下几点假设：

——所有元器件都是理想的；

——输入滤波电感足够大，故在一个开关周期中，电压源 V _in及输入滤波电感 L _f1， L _f2可用一恒 值 电 流 源 I _in1， I _in2代 替 ；

— —输 出 滤 波 电 容 足 够 大 ， 故 在 一 个 开 关 周 期 中 ， C _f， R ₁可 用 一 恒 值 电 压 源 V _o代 替 。

(a) Buck

(b) Buck- Boost

(c) Boost

(d) Cuk

图1 基本的两相ZVTPWM变换器

2.1 D >0.5时的工作原理

设初始状态为主功率开关管S₁及辅助开关管S_r均为关断状态，主功率开关管S₂和升压二极管D₁处于导通状态。 v _c1( t ₀)= V _o， i_{L r}( t ₀)=0， v _c2( t ₀)=0。

图2为各主要变量的理论稳态波形图，图3为该变换器在半个开关周期中的不同开关状态下的等效电路。各开关状态的工作情况描述如下。

图2 D >0.5时 的 各 主 要 变 量 的 理 论 稳 态 波 形

(a)模 态1 (b)模 态2

(c)模 态3 (d)模 态4

(e)模 态5 (f)模 态6 [p]

(g)模 态7 (h)模 态8

图3 D >0.5时 的 半 个 开 关 周 期 中 的 不 同 开 关 状 态 下 的 等 效 电 路

1）模态1[ t ₀－ t ₁] 对应于图3（a），在 t ₀时刻S_r导通，谐振电感 L _r中的电流从0开始线性上升，其上升斜率为d i_{L r}/d t = v _o/ L _r，升压二极管D₁的电流开始减小。在 t ₁时刻通过电感 L _r的电流上升到 I _in1，升压二极管D₁的电流减小到0，D₁自然关断，模态1结束。该模态持续的时间为： t ₀₁= L _r I _in1/ V _o。

2）模态2[ t ₁－ t ₂] 对应于图3（b），在 t ₁时刻升压二极管D₁关断， L _r与 C ₁开始谐振。电感 L _r中的电流继续上升，而电容 C ₁开始放电。 i_{L r}和 v_{C 1}分别为

i_{L r}( t )= I _in1＋sin ω _r( t － t ₁) v_{C 1}= V _ocos ω _r( t － t ₁)

式中： ω _r=；

z _r=；

C _r= C ₁= C ₂。

在 t ₂时刻 C ₁的电压下降到0，电感 L _r1中的电流为 i_{L r}( t ₂)= I _in1＋ V _o/ Z _r，模态2结束。该模态持续的时间为： t ₁₂=。

3）模态3[ t ₂－ t ₃] 对应于图3（c），在 t ₂时刻如果 V _o/ Z _r I _in2时，电感 L _r中的电流一部分流过 I _in1和D_r1续流，另外一部分流过 I _in2和D_r2续流，则通过主开关管S₂中的电流小于 I _in2。反之，电感 L _r中的电流一部分流过 I _in1和D_r1续流，另外一部分流过S₁和S₂的反并二极管D_s1和D_s2续流， i _s2出现负值，此时开通S₁就是零电压开通。S₁的开通时刻应该滞后于S_r开通，滞后时间为

t _d> t ₀₁＋ t ₁₂=＋。

4）模态4[ t ₃－ t ₄] 对应于图3（d），在 t ₃时刻S_r关断， i_{L r}线性减小。在 t ₄时刻 i_{L r}线性减小到 I _in1时，模态4结束。

5）模态5[ t ₄－ t ₅] 对应于图3（e），在该模态中 i_{L r}继续线性减小，S₁中的电流线性上升。在 t ₅时刻S₁中的的电流上升到 I _in1， L _r中的电流减小到0，模态5结束。

6）模态6[ t ₅－ t ₆] 对应于图3（f），在该模态中S₁和S₂同时导通工作，直到主开关管S₂关断，模态6结束。

7）模态7[ t ₆－ t ₇] 对应于图3（g），在 t ₆时刻，主开关管S₂关断，输入电流 I _in2给电容 C ₂恒流充电， C ₂的电压从零开始线性上升， v_{C 2}=( t － t ₈)。所以S₂是零电压关断。在 t ₉时刻 C ₂的电压达到 V _o，模态7结束。

8）模态8[ t ₇－ t ₈] 对应于图3（h），在该模态中主功率开关管S₁和升压二极管D₂处于导通状态，主功率开关管S₂和升压二极管D₁均为关断状态，在 t ₈时刻辅助开关管S_r再次导通，开始另一半开关周期的工作，其工作情况类似于上述的半个周期。

2.2 D ≤0.5时的工作原理

设初始状态为主功率开关管S₁和S₂及辅助开关管S_r均为关断状态，升压二极管D₁，D₂处于导通状态。 v _c1( t ₀)= v _c2( t ₀)= V _o， i_{L r}( t ₀)=0。

当占空比小于0.5时，每半个开关周期内有十个开关模态。图4为各主要变量的理论稳态波形图，图5为各开关模态的等效电路。各开关状态的工作情况描述如下。

图 4 D ≤ 0.5 时 的 各 主 要 变 量 的 理 论 稳 态 波 形

(a) 模 态 1 (b) 模 态 2

(c) 模 态 3 (d) 模 态 4

(e) 模 态 5 (f) 模 态 6 [p]

(g) 模 态 7 (h) 模 态 8

(i) 模 态 9 (j) 模 态 10

图 5 D ≤0.5时 的 各 开 关 模 态 的 等 效 电 路

1）模态1[ t ₀－ t ₁] 对应于图5（a），在 t ₀时刻S_r导通，谐振电感 L _r中的电流从0开始线性上升，升压二极管D₁及D₂的电流开始减小。在 t ₁时刻电感 L _r的电流上升到 I _in1＋ I _in2，升压二极管D₁及D₂的电流同时减小到0，D₁及D₂自然关断，模态1结束。

2）模态2[ t ₁－ t ₂] 对应于图5（b），在 t ₁时刻升压二极管D₁及D₂关断， L _r， C ₁及 C ₂开始谐振。电感 L _r中的电流继续上升，而电容 C ₁及 C ₂开始放电。 i_{L r}和 v_{C 1}（ v_{C 2}）分别为

i_{L r}( t )= I _in1＋ I _in2＋sin ω _rr( t － t ₁)

v_{C 1}( t )= V _ocos ω _rr( t － t ₁)

式中： ω _rr=；

Z _rr=；

C _r= C ₁= C ₂。

在 t ₂时刻 C ₁及 C ₂的电压同时下降到0，电感 L _r1中的电流为 i_{L r}( t ₂)= I _in1＋ I _in2＋，模态2结束。该模态持续的时间为 t ₁₂=。值得注意的是：当 D ≤0.5时，谐振电路的特征阻抗为 D >0.5时的。相应地，谐振电感的初始电流是 D >0.5时的2倍，谐振电流增大了倍。因此，辅助电路处理的功率约为 D >0.5时的2倍。

3）模态3[ t ₂－ t ₃] 对应于图5（c），在 t ₂时刻D_s1及D_s2同时导通，电感 L _r中的电流一部分流过 I _in1和 I _in2续流，另一部分流过D_s1和D_s2续流，此时开通S₁就是零电压开通。S₁的开通时刻应该滞后于S_r开通时刻。

4）模态4[ t ₃－ t ₄] 对应于图5（d），在 t ₃时刻S_r关断， i_{L r}线性减小，在 t ₄时刻 i_{L r}减小到 I _in1＋ I _in2时，D_s1及D_s2同时关断，模态4结束。

5）模态5[ t ₄－ t ₅] 对应于图5（e），在该模态中 i_{L r}继续线性减小，S₁中的电流线性上升。在 t ₅时刻S₁中的的电流上升到 I _in1， L _r中的电流减小到 I _in2，模态5结束。

6）模态6[ t ₅－ t ₆] 对应于图5（f），在 t ₅时刻D_s1关断， L _r和 C ₂开始谐振，电感 L _r中的电流继续减小，而电容 C ₂开始充电。 i_{L r}和 v_{C 2}分别为

i_{L r}( t )= I _in2－sin ω _r( t － t ₅)

v_{C 2}( t )= V _o(1－cos ω _r( t － t ₅))

式中： ω _r=；

Z _r=；

C _r= C ₁= C ₂。

假如 I _in2，在 t ₆时刻 i_{L r}减小到零，模态6结束。

7）模态7[ t ₆－ t ₇] 对应于图5（g），在 t ₆时刻输入电流 I _in2给电容 C ₂恒流充电到 V _o。在 t ₇时刻， C ₂的电压达到 V _o，D₂导通，模态7结束。

8）模态8[ t ₇－ t ₈] 对应于图5（h），在该模态中主功率开关管S₁和升压二极管D₂导通工作，在 t ₈时刻，S₁关断，模态8结束。

9）模态9[ t ₈－ t ₉] 对应于图5（i），在 t ₈时刻关断S₁，输入电流 I _in1给电容 C ₁恒流充电， C ₁的电压从零开始线性上升，所以S₁是零电压关断。在 t ₉时刻 C ₁的电压达到 V _o，此时升压二极管D₁自然导通，模态9结束。

10）模态10[ t ₉－ t ₁₀] 对应于图5（j），在该模态中D₁和D₂导通工作。在 t ₁₀时刻，辅助开关管S_r再次导通，开始另一半个开关周期的工作，其工作情况类似于上述的半个周期。

3 电路的基本特点

对于两相Boost ZVT PWM变换器工作在连续导电模式而言，当一个主二极管导通时，辅助电路开始工作，为相应的主开关管提供零电压开通和相应的二极管提供零电流关断。为了使辅助电路高效运行，当辅助电路开始工作时，某一相的有源开关应该处于导通状态。换句话说，占空比 D 应大于0.5。否则，如图4中所示的辅助电路处理的功率约为 D >0.5时的两倍，因而增大了辅助电路的损耗。这种两相Boost ZVT PWM变换器适用于电压变换比大于0.5的场合。只用一个有源辅助开关就实现了两相主开关管和二极管的零电压开通和零电流关断，并且主开关管和升压二极管中的电压、电流应力与不加辅助电路一样。

4 谐振元件参数的设计

对于 D >0.5的情况，根据上述原理分析知，要实现S₁的零电压开通，必须在S₁的反并二极管导通之后才能给S₁加栅极信号。为了保证ZVT开关的实现，S₁的开通时刻应该滞后于S_r开通时刻，滞后时间 t _d必须满足

t _d> t ₀₁＋ t ₁₂=＋ （1）

S₂的零电压开通条件与S₁一样。 [p]

4.1 C ₁和 C ₂的设计

C ₁是用来使S₁实现零电压关断的， C ₁的大小应使得 v _DS(S₁)即 v_{C 1}上升速度不要太快。一般可选择在最大负载时， v_{C 1}从0上升到 V _o的时间为（2～3） t _off， t _off为S₁的关断时间。则

C ₁=(2～3) t _off （2）

同样，可以求取 C ₂。

4.2 L _r的设计

辅助电路只是在主开关管S₁和S₂开通的一小段时间工作，其它时间停止工作。为了不影响主电路的工作时间，辅助电路的时间不能工作太长，一般可选择为开关周期 T _s的1/10，即 t ₀₁＋ t ₁₂，也就是

＋≤疲3）

由式（3）可以求出 L _r的大小。

5 仿真结果与分析

为验证两相Boost ZVT PWM变换器理论分析的正确性，对该变换器进行了仿真分析。仿真参数如下：输入电压 V _in=DC 150V；输出电压 V _o=DC400V；开关频率 f _s=100kHz；升压电感 L _f1= L _f2=450μH；滤波电容 C _f=470μF；输出电流 I _o=2A。由式（2）及式（3）得 C ₁= C ₂=1.8nF， L _r=12μH。两相Boost ZVT PWM变换器的仿真结果如图6所示。图6（a）为主开关管S₁及S₂的驱动信号 v _GS1和 v _GS2。图6（b）为辅助开关管S_r的驱动信号 v _GSr。图6（c）为谐振电感电流 i_{L r}和输入电流 i _in1和 i _in2的波形，从图中可以看出辅助电路工作时间很短，只是在主开关管开通时工作一段时间，因此辅助电路的损耗很小。图6（d）为流过主开关管S₁及S₂的电流波形，从图中可以看出，在续流阶段电流为负，这是因为，=≈4.9>4，即> I _in2max( I _in1max)，所以，电感 L _r中的电流一部分流过 I _in1和D_r1续流，另外一部分流过S₁和S₂的反并二极管D_s1及D_s2续流，图6(e)为输出电压波形，电压值略大于理论值。

(a) v _gs1, v _gs2波形

(b) v _gsr波 形

(c) i_{L r}， i _in1和 i _in2波 形

(d) i _s1， i _s2波 形

(e) V _o波形

图6 新型两相Boost ZVT PWM变换器的仿真波形

6 结语

将零电压转换技术和多相变换技术相结合就可获得一簇高性能和高功率密度的多相零电压转换PWM变换器，只用一个有源辅助开关就实现了两相主开关管的零电压开通和零电压关断以及二极管的零电流关断和零电压开通，并且主开关管和升压二极管中的电压、电流应力与不加辅助电路一样。电路拓扑简单、成本低使得该类变换器在高性能、高功率密度功率变换场合得到了广泛的应用。本文以两相Boost变换器为例分析了它的工作原理和特性，并给出了占空比 D >0.5时的谐振元件参数的设计和仿真结果。