6kV·A逆变器滞环调制与单极性倍频调制的比较

0 引言

逆变器主电路是一个开关式大功率放大器，逆变过程的实质是模－数－模的变化过程，它包括模－数和数－模两个变换，分别对应于数字通信技术中的调制编码与解调两个过程[1]。SPWM调制与滞环调制是目前逆变器中最常见的两种调制方式，它们分别从数字通信的脉宽调制和Delta调制发展而来。通信中调制的目的是为了远距离传输信号，而在电力电子装置中则是为了减小系统的体积、提高系统的动态响应和降低输出谐波含量。在逆变器的输出端需要并联输出滤波器，它相当于数字通信技术中的解调环节，其作用是滤除输出波形中无用的高次谐波。通过这两个环节，就实现了对基准波的功率放大。

文献[2]对SPWM调制和滞环调制做了仿真和实验分析。文献[3]讨论了6kV·A电流滞环调制逆变器的研制并给出了输出波形。本文则从调制原理、系统的输出滤波器设计和最终输出波形THD等方面对两台分别采用电流滞环调制和电流型单极性SPWM调制的6kV·A单相逆变器实际系统进行了研究和比较。

1 主电路与电压电流双环反馈控制

图1为逆变器主电路和控制系统的框图，主电路采用了全桥结构，输出端连接了LC滤波器滤除高次谐波。两个电路在控制上均采用了输出电压和电感电流双环控制，这种控制方式在保证系统稳定的同时还具有良好的动态特性与输出限流的特性。从图1可以看出，SPWM调制的逆变器和滞环调制的逆变器，除了调制器部分不同外，其余部分的电路在结构上完全相同，只是在参数上有所不同。因此，这两个系统在输出特性以及输出滤波器上的差异基本上可以认为是由这两种不同的调制方式所决定的。两个系统的输入均为DC380V，输出均为220V/50Hz，输出功率为6kV·A。

图1 逆变器主电路与控制系统框图

2 两种调制方式原理

2.1 SPWM调制原理

单极性SPWM调制又分为非倍频和倍频两种方式，本文所讨论的SPWM调制的逆变器采用的是倍频方式，它在不改变开关管工作频率的情况下，通过对门级脉冲控制，可以使得输出波形中最低次谐波频率是开关频率的2倍，从而可以减小滤波器的体积。图2是这种调制方法的原理。

图2 电流型单极性SPWM倍频调制原理

在电流型单极性SPWM倍频调制中包含有两个载波信号ic1和ic2，且有

ic1=－ic2（1）

调制信号ig与ic1与交截产生ug1与ug2信号，控制S1与S2的开关，ig与ic2交截产生ug3与ug4信号，控制S3与S4的开关。这种调制方式的实质是将一个全桥变换器拆分成两个半桥变换器，分别用两个相位相反的正弦波进行调制后得到的信号去控制它们（在这里采用的是载波ic1反相，等价于将ig反相），这样两个桥臂输出的基波就为带相同直流偏置、幅值相等且相位相反的正弦波，将这两个输出相减再滤除高频分量，就得到了标准的正弦输出波形。

2.2 滞环调制原理

三态滞环调制是从基本的Delta调制发展而来，图3是它的调制原理。

图3 电流滞环调制原理

滞环调制没有单独的载波信号，而是将输出信号通过反馈网络产生一个斜坡函数iLf做为载波。h为滞环宽度，当iLfig＋h时，S2及S3导通，iLf下降，uab=－Uin；当ig－h

2.3 两种调制方式原理的比较

从两种调制方式的原理可以看出滞环调制本身就包含了一个反馈环节，是一个闭环系统。而SPWM调制则是一个开环系统，其本身不包含反馈环节。因此，滞环调制系统的稳定性和抗干扰性能要好于SPWM调制。在实际系统调试中，滞环调制的逆变器系统控制环参数容易调到稳定，而单极性SPWM倍频调制的逆变器系统控制环参数，则需要经过多次的调整才能得到一个满意的参数。

另一方面滞环调制下的开关频率并不固定，而是跟随正弦给定和负载大小的改变而改变，因此，滞环调制下逆变器输出电压波形中包含了大量的较低次谐波，而且很难从理论上分析其谐波分布。在最大开关频率限定在20kHz情况下，其最低次谐波频率甚至会低至几kHz，文献[2]通过仿真验证了这一结论。单极性SPWM调制下开关频率是固定的，而且在倍频方式下SPWM输出电压波形中的最低次谐波集中在2倍载波频率附近，在本文所讨论的系统中为40kHz。所以，SPWM调制方式下的逆变器输出滤波器要比滞环调制方式的逆变器输出滤波器小得多。

3 输出滤波器的设计

逆变器两个桥臂中点之间的输出电压是一个高频的方波脉冲，对其作频谱分析可知它的基波频率与调制波相同，而其高次谐波则由调制方式所决定。高次谐波对逆变器负载是有害的，甚至会引起负载的不稳定，所以，在逆变器的输出端需要使用一个低通滤波器将高次谐波滤除。本文所提及的两台逆变器的输出滤波器均采用Γ形的LC滤波器，在结构上完全相同，但其设计步骤和具体参数则有所不同。

3.1 SPWM调制下滤波器的设计

SPWM调制下输出滤波电感的值一般是由电感电流的的最大纹波所决定，取该值为满功率输出时正弦电流峰值的15％，即

ΔImax=15％×2×=5.78A（2）

在单极性SPWM倍频调制下，ua与ub两点的电压波形是单极性SPWM脉冲，其占空比

D=（3）

所以，可得电感电流纹波的表达式为

ΔI=（4）

由式（4）可知，当uo=1/2Uin时，电感电流纹波最大，且

ΔImax=（5）

综合式（2）与式（5）可得

L(>=)=0.43mH（6）

实际电路中取电感值为0.5mH。

电路中电容的作用是和电感一起构成一个低通滤波器，因此，在电感值确定后，就可以根据L滤波器的截止频率来确定电容C的值。由于SPWM倍频调制方式下，输出谐波为开关频率2倍及以上的高次谐波，所以可以取截止频率为最低次输出谐波频率的1/10，即

（7）

推得

C(>=)=3.17μF（8）

实际电路中，由于器件的非理想特性、基准波也非标准的正弦波以及死区对输出波形的影响，所以，输出波形中还包含有一定的低次谐波，C的取值必须大一些，以对这些低次谐波有一定的抑制作用，最终取电容值为16μF。

3.2 滞环调制下滤波器的设计

滞环调制下输出滤波器的设计和单极性SPWM倍频调制下有很大的不同。首先，滞环调制中电感电流的纹波是由滞环宽度h所决定，用电感电流的最大纹波值来确定电感值的方法并不适用。其次，滞环调制下由于开关频率并不固定，其输出电压波形谐波分布广且不含有特定频率的谐波[3]，所以，与单极性SPWM调制下根据器件开关频率设定输出滤波器的截止频率不同，其输出滤波器的截止频率应该根据输出的基波频率来设定。本文中逆变器的输出频率为50Hz，取输出滤波器的截止频率为输出频率的10倍即500Hz，可得

=500（9）

从式（9）可以确定L和C的乘积值，再进一步确定L和C的取值则多依赖于工程经验进行综合考虑。如果L值过大将使系统的动态响应太慢，甚至使得电感电流追踪不上ig的变化导致系统失调；L值过小则会增加输出的脉动，增大损耗。C值越大输出电压的THD就越好，但同时也会增大逆变器的无功电流，增大损耗。工程中一般可以根据在剪切频率附近使得

ωL≈（10）

来确定L和C的取值。

根据式（9）和式（10），最终实际系统中取L为1mH，C为80μF。

3.3 输出波形与THD

图4和图5是两种调制方式下6kV·A逆变器在阻性负载下的满载输出波形，表1则是使用功率分析仪测得逆变器在空载、半载和满载情况下输出THD值，可见SPWM调制方式下的输出THD要明显好于电流滞环调制方式下的输出THD值。

图4 电流滞环调制逆变器阻性满载输出波形

图5 SPWM倍频调制逆变器阻性满载输出波形

表1 两种调制方式下空载与满载输出THD值

4 结语

综上所述，电流滞环调制作为一种非线性的调制方式，和SPWM倍频调制相比，它具有稳定性强和动态响应快的优点。但滞环调制的逆变器输出波形谐波分布广，这使得滤波器的设计困难，在相同的功率等级下，尽管使用了大得多的滤波器，滞环调制逆变器输出波形THD值仍达到接近两倍SPWM倍频调制逆变器输出波形THD的值。同时也由于谐波频率丰富，滞环调制的输出滤波器的工作噪声也要比SPWM倍频控制大得多。所以，从改善输出波形和减小滤波器体积和噪声角度考虑，SPWM倍频调制显然是更好的选择。