电流驱动同步整流反激变换器的研究

摘要：分析了工作在恒频DCM方式下的反激同步整流变换器。为了提高电路的效率，采用了一种能量反馈的电流型驱动电路来控制同步整流管。分析了该驱动电路的工作原理，并给出了设计公式。实验结果表明该方法提高了反激变换器效率的有效性。

关键词：反激；同步整流；能量反馈；电流驱动ResearchonaFlybackConverterUsing

1引言

随着数字处理电路（dataprocessingcircuits）的工作电压的持续下降，保持电路的高效率受到了很大的技术挑战。这是由于在低压电源中，二极管的正向压降引起的损耗占了电路总损耗的50％以上。由于MOSFET同步整流管SR（synchronousrectifiers）的低导通电阻，在大量的电路中都用来代替效率低的肖特基二极管，特别是在低压电源中[1]。

反激是一种广泛应用于小功率的拓扑，由于只有一个磁性元件，而具有体积小，成本低的优点。但是，目前同步整流在正激电路中的应用比较多，而在反激电路中的应用却很少。这是由于正激电路比较适合大电流输出，能够更好地体现同步整流的优势；另外一个原因是可采用简单的自驱动，而反激电路原边开关和副边开关理论上会有共通。但是，如果考虑到实际电路中变压器的漏感，则这种情况是不会产生的，所以当输出电流不是很大时，采用反激电路还是值得考虑的。本文将对工作在DCM方式下的同步反激电路进行分析。

同步整流中最重要的一个问题是同步管的驱动设计。同步管的驱动大体上可以分为自驱动（selfdriv

en）和他驱动（controldriven），本文介绍了一种能量反馈的自驱动电路。

2同步整流在反激电路中的应用

带有同步整流的反激电路如图1所示。一般来说，电路可以工作在CCM或DCM方式，开关频率可以是恒频（CF），也可以是变频（VF）。下面主要对工作在恒频DCM方式的工作过程进行分析。主要波形如图2所示。在DCM方式下工作时，原边开关开通时储存在变压器励磁电感上的能量在开关关断时全部传送到副边。从图2可以看出，在原边开关开通之前，副边电流已经为零了。由于MOSFET具有双向导电特性，所以为了防止副边电流逆流，必须在其到达零点时（即t3）或很短的一小段时间里关断SR。因此，DCM方式下工作的反激电路必须要有一个零电流检测环节来控制电路。

在t3时刻SR关断以后，励磁电感Lm和电容Ceq=Csw＋进行谐振，谐振阻抗为：

Zm=（1）

直到t5时刻原边开关开通为止。同时，由于VDS的存在，原边开关开通时的开通损耗为：

图1带同步整流的反激电路

图2DCM方式下的反激主要波形

图3传统的电流型驱动电路 [p]

Pturnon(SW)=CSWVon2fs（2）

其中：Vin－nVoVonVin＋nV；

Vo为输出电压；

fs为开关频率。

也就是说，当原边开关在谐振电压的峰值开通时，电路的效率最低，相反，在谷值开通时，电路的效率最高。因为谐振的时间tDCM=t5－t4会随着输入电压的变化而变化，即Von会随着输入电压的变化而变化，从而电路的效率会随着输入电压的变化而发生扰动。另一方面，由于SR的输出电容CSW比一般的肖特基二极管要大，由式（1）可知，采用同步整流的电路的谐振电流要比采用肖特基二极管的电路大，这个电流流过SR，从而产生比较大的损耗。所以，如果电路的器件或者参数设计不当，用SR来代替二极管不一定能提高效率。

这个电路的另一种工作方式VFDCM就是基于这种思想产生的。t3时刻SR关断后，在VDS第一次到达谷底时（见图2的t4时刻）开通原边开关，就可以达到减小开关损耗的目的，可以从整体上提高电路效率。

3同步整流管的驱动

SR的驱动是同步整流电路的一个重要问题。有的电路可以采用自驱动，典型的电路比如采用有源箝位的正激电路，这种驱动由于是利用变压器副边的电压来驱动SR，不必另加电路，即节约了成本，又提高了电路的效率。而有的时候为了能够更灵活地控制SR，则可以采用他驱动。

如前所述，只要采用零电流检测技术，反激电路也是可以采用自驱动。传统的电流驱动电路如图3所示。这种驱动电路是消耗能量的，为了减小这种损耗，电流检测线圈的压降必须尽可能低。实际电路中一般要达到整流管压降的1/10。比如说，在图3中，如果VSR=0.1V，则VCS要在0.01V左右。而SR的驱动电压至少要5V，这样会导致N2和N1的匝数比非常大。这不仅使得电流检测装置非常笨重，而且会增大漏感，影响到同步管的迅速开通。这也是这种电路不适合在高频下工作的原因。

为了解决电流检测电路所引起的损耗问题，提出了具有能量反馈（energyrecovery）的电流检测电路[2]，如图4所示。

这个电路增加了一个能量反馈部分，通过N3和N4的作用，把电流检测的能量反馈到一个直流源里，这个直流源可以是电路中的任一直流电压，一般用输出电压来代替。有了这个电路后，VCS可以设计得比VSR还高，而不会引入额外的损耗。这样就解决了传统电流驱动电路匝数比大的缺点。

电路的基本工作过程如下，当电流从SR的源极流向漏极时，线圈N1上也流过同方向的电流，折算到线圈N2上的电流给SR的门极电容充电，当门极电压VGS折算到N3等于Vo时，二级管D1导通并且把能量从N1传递到直流源Vo。适当设计N2和N3的匝数比，N2上的电压可以用来驱动SR，只要SR上的电流持续流过N1，直流源Vo保持不变，SR的驱动电压就不会随着输入电压的变化而变化。当流经SR的电流降到零并且要反向流时，二级管D1关断，D2开通进行磁复位。SR的门极电压为负，从而关断。因此没有反向电流流过SR。在这种电流驱动电路中，SR的特性就像一个理想的二极管一样。

(a)Vin=40V时VDS(SW)与ipri波形 (b)Vin=40V时VSR与isec波形 [p]

(c)Vin=60V时VDS(SW)与ipri波形 (d)Vin=60V时VSR与isec波形

图5实验波形

如上所述，流过N1上的电流除了折算到N2给门极电容充电外，还要有额外的电流来导通D1，这样才可以把N2的电压箝住。从另一个角度来说，也就是流过N2的励磁电流不能太大，这可以通过适当设计励磁电感来实现[2]：

Lm牛3）

式中：D为SR的占空比；

Ts为开关周期；

ISR－P为流过SR的电流峰值；

Vo为输出电压。

文献[2]对这个电路的稳态过程，瞬态过程进行了详细的分析,考虑到电路的具体参数以及电路的损耗，电流驱动电路的匝数比可以由式（4）～式（6）决定：

Vg(on)=Vo（4）

D≤（5）=（6）

式中：Vg(on)为SR的栅极驱动电压；

N1～N4为对应线圈的匝数；

VFD1为二极管D1的正向导通压降；

Vth为SR的栅极门槛电压；

VFBD为SR的体二极管正向导通压降。

4实验结果

设计了一个开关频率为100kHz的反激电路，其输入电压为40～60V，输出电压5V，输出电流2.5A。同步整流管采用STP40NF03L，电压30V，电流40A，导通电阻0.022Ω，栅极电容约为750pF。电流驱动变压器的匝数比为2:58:29:25(N1～N4)。图5为实验波形。图5(a)是输入电压为40V时原边开关的漏源极电压和流过开关的电流波形。图5(b)是输入电压为40V时SR的驱动电压和流过SR的电流波形。图5(c)和图5(d)是输入电压为60V时相应的波形。

5结语

同步整流在反激电路中的应用虽然不多，但是当输出电流不大时，反激电路还是一个不错的选择。同时，采用能量反馈驱动电路来控制反激同步整流管，提高了电路的效率。这种驱动电路还具有适合于各种拓扑等优点。