面向运算放大器应用的电阻器网络

某些理想的运算放大器配置假定反馈电阻器呈现完美的匹配。而实际上，电阻器的非理想性会对各种电路参数产生影响，例如：共模抑制比(CMRR)、谐波失真和稳定性。如图1例子所示，配置一个单端放大器以将接地参考信号电平移位至2.5V共模电压就需要一个上佳的CMRR。假设CMRR为34dB且没有输入信号，则该2.5V电平移位器将产生一个50mV的输出偏移，其甚至有可能压倒12位ADC和驱动器的LSB和偏移误差。

图1：用作电平移位器的单端运放

对于运放而言，34dB是一个不太理想的CMRR。然而，不管该运放的性能如何，一个由1%容差电阻器构成的反馈网络会将CMRR限制在34dB。高度匹配的电阻器 (比如 LT5400提供的匹配准确度达0.01%、0.025%和0.05%的电阻器) 确保设计人员能够接近或达到放大器产品手册所宣称的性能指标。本设计要点将LT5400与厚膜、0402、1%容差表面贴装型电阻器进行了对比。研究了采用这些电阻器在一个LTC6362运放周围提供反馈(如图2所示)时的CMRR、谐波失真和稳定性。

图2：针对V_OUT/VIN= 0.2配置的全差分运算放大器

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共模抑制比

为了在存在共模噪声的情况下获得精准的测量结果，拥有高CMRR是很重要的。输入CMRR定义为差分增益 (V_OUT(DIFF)/V_IN(DIFF)) 与输入共模至差分转换增益(V_OUT(DIFF)/V_IN(CM)) 之比。

在理想的单端和全差分放大器中，只有输入差分电平会影响输出电压。然而，在实际电路中，电阻器失配对可用CMRR造成了限制。我们研究一下这款用于将一个±10V信号衰减至一个±2V信号而配置的电路。当采用匹配准确度为2% (1%容差) 的典型表面贴装电阻器时，产生自电阻器的最坏情况CMRR为30dB。而当采用0.01%容差(0.02%匹配准确度) 的电阻器时，由电阻器产生的最坏情况CMRR为70dB。CMRR公式中的一个限制因素为：

该表达式简化为典型电阻器的电阻匹配比，但LT5400则更进了一步，其通过限定电阻器对R1/R2与R4/R3之间的匹配来改善CMRR。通过将该式定义为CMRR匹配公式，LT5400所提供的准确度比只采用电阻器匹配比时更好。例如：LT5400A可保证：

从而将最坏情CMRR提升至82dB。

该电路在实验室测试中所产生的CMRR为50.7dB(在很大程度上受到电阻器匹配准确度的限制，采用的是1%容差电阻器)和86.6dB(采用LT5400)。在该场合中，一个2.5V共模输入将产生1.5mV (使用1%厚膜电阻器) 和23μV (采用LT5400) 偏移，从而使其适合于非常重视DC准确度的18位ADC应用。

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谐波失真

当针对精准型应用选择电阻器时，谐波失真也是很重要的。视尺寸和材料的不同，电阻器两端的一个大信号电压或许会使电阻发生显着的变化。在不少片式电阻器中都出现这一问题，而且随着电阻器上功率级的增加，这种情况自然变得愈发严重。表1以高功率驱动和相似功率驱动为基础比较了厚膜、通孔和LT5400电阻器的失真性能指标。结果显示：对于给定的信号，与其他电阻器类型相比，LT5400所引起的信号失真要小得多。

表1：对于给定的功率级，LT5400工作的线性度要好于其他的电阻器类型

稳定性

图3示出了LT5400中电阻器之间的分布式电容模型。为了在LT5400中实现高精度的匹配和跟踪，以串联和并联的形式配置了许多小的硅铬(SiCr)电阻器。由于复杂交错结合的原因，故可以将LT5400电阻器模拟为在相邻区段之间及各区段与裸露衬垫之间具有寄生电容之一连串无穷小电阻器。与此相反，未采用这种严紧布局的标准表面贴装型电阻器则呈现出小得多的寄生电容。

图3：匹配电阻器IC中分布式电容的简单模型。R’分量之和产生一个等效的单电阻器。C’_INTER的净效应为1.4pF，而C’_EXPOSED的净效应为5.5pF

当裸露衬垫接地时，可以减轻电阻器间电容的影响。不过，即使在裸露衬垫接地之后，此电容仍然会通过形成一个寄生极点 (大约为总电阻与总电容的乘积) 而对电路的稳定性产生影响。

由于过冲与相位裕量成反比，因此尽量减小阶跃响应过冲是确保电路稳定性的一个好方法。未经补偿的LT5400配置产生的过冲为27%，而0402配置的过冲为17%。然而，实现8%过冲所需的补偿电容器在这两种配置中则大致相同：LT5400为18pF；0402电阻器为15pF。在采用的补偿电容差不多相同的情况下，两种电路所表现出的稳定性特征颇为相似。

结论

由于产品手册规格假定的是理想组件，因此高精度放大器和ADC的实际性能通常难以实现。精细匹配的电阻器网络 (例如：由LT5400提供的电阻器网络) 可实现比分立式组件高几个数量级的精准匹配，从而确保达到高精度IC产品手册中宣称的性能指标。