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UC3855A/B 高性能功率因数预调节器( 三)

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4.4 振荡器频率

计算 CT 值：

所选择的开关频率为 250kHz。

4.5 乘法器/分压器电路

计算 VRMS 电阻分压器值：

在低线压条件下 (85 VRMS)，将 VRMS 设置为 1.5V

如果确定了其中一个电阻器（因为此处有两个方程式，三个未知量），就可求解电压分压器。假设分压器中值较低的电阻器为 18 Kω，则：

RTOTAL=18kΩ51=918 kΩ

设置 R10=120 kΩ，得出：

R9=918kΩ-120kΩ-18 kΩ=780kΩ

R9 被分成 2 个电阻器（每一个为 390 kΩ），以降低其电压应力。

计算出电容值，将滤波器极置于 18Hz，则：

其中：REQ=R9II(R10+R11)=117kΩ

为了在不降低系统性能的情况下合并电容值，可以将 C4 选择为 0.1μF。

计算 IAC 电阻值：

在高线压情况下，将 IIAC 设置为 500μA。

将 2 个 390kΩ 电阻器串联，以降低电压应力。

4.5.1 RIMO 的计算

在低线压条件下，IIAC=156μA 且乘法器输出应等于 1V。低线压与最大负载情况下，VEA 为其最大值 6V，因此使用乘法器输出方程式：

一个 1000pF 的电容器与 RIMO 并联放置，以实现噪声过滤。由于 RIMO 两端的电压为乘法器输出，且为电流误差放大器的参考电压，因此 RC 极点频率应设置为高于 120Hz 的乘法器信号。

4.6 电流合成器

首先，应为变流器选择一个匝比。变流器是设计用来在峰值输入电流情况下产生 1V 的电压。在达到电流极限跳变点 (1.4V) 之前，这样就能容许足够的裕度。如果 IPK为 9.5A，那么比较合适的匝比为 50：1。这一匝比使感应网络损耗低于 150 mW，并且允许使用一个 1/4W 的电阻器。对检测电阻器求解，得出：

在前面的电流合成器章节中提到 RVS 等于 22 kΩ。现在就可以计算出电流合成器的电容：

4.7 控制环路设计

4.7.1 小信号模型

ZVT PFC 升压转换器的小信号模型与标准的 PFC 升压转换器模型相似。在大多数开关循环情况下，两种转换器运作基本一样，但是在开关瞬态时，两者略有不同。这就使得控制环路的设计应按照 [9] 中概述的标准技术进行。

4.7.2 电流环路设计

可在 [5、9、11] 中找到较好的电流环路设计参考方案。平均电流模式控制环路的设计以交叉频率的选用开始。在这一示例中开关频率为 250 kHz，因此单位增益交叉频率可以选择为 40 kHz（开关频率的 1/6）。但是，在该电路中，所选用的交叉频率为 10 kHz。由于电流环路主要用于跟踪线电流，因此对于该应用而言，一个 10 kHz 的带宽就足够了。

一旦确定了交叉频率 (fC)，接下来要做的就是计算出功率级的增益。包括电流感应网络在内的功率级的小信号模型已在下面给出。该模型不包括开关频率为一半 [12] 情况下的采样结果，但却是一个在相关频率下较好的近似值。

UC3855A/B 的振荡器斜坡为 5.2 VPP (VSE)。术语 RSENSE 是指实际输入电流到感应电流的衰减（即，其包括变流器的匝比）。使用前面所确定的分量值并求出功率级增益在 fC 时的解，可得出 10 kHz 下的增益为 0.63。为了在 fC 时得到一个的值为 1 的增益，误差放大器必须在 10 kHz 时具有一个 1/0.63 的增益。图 12A 显示了误差放大器，其频率响应如图 12B 所示。电阻器 RI 等于 3.3 kΩ，因此所选用的反馈电阻器为 5.6kΩ。在交叉频率下放置一个零点，从而得到一个 45 度的相位裕度。为了减少开关噪声，应在一半开关频率的放置一个极点。下面对设计步骤作了总结。

图 12 电流误差放大器示意图

4.7.3 电压环路设计

电压环路的设计应遵循 [5] 中给出的步骤。第一步是确定输出电容器上的纹波量。

为了满足 3% 的 THD 规范，由于馈通至电压误差放大器的输出纹波电压产生的失真极限为 0.75%，这就允许乘法器的失真为 1.5%，其他失真为 0.75%。误差放大器上一个 1.5% 的二阶谐波将会导致输入端上的 0.75% 的三阶谐波失真。在满负载情况下，所允许的峰值误差放大器纹波电压为：

120 Hz 时误差放大器增益为所容许的误差放大器纹波电压除以输出纹波电压，或为 0.009 ( 41 dB)。所选用的误差放大器输入电阻为 1.36 MΩ，以来保持较低的功耗，并容许一个较小的补偿电容值。使用两个值为 681-kΩ 的串联电阻器来减少电压应力。图 13 为电压误差放大器示意图，该放大器的增益为 120-Hz，由 CF 和 RI 积分函数确定。该网络具有一个单极角色完成 (role off)，并可以轻易的找到电容值，以给出在 120 Hz 时所需的增益。

图 13 电压误差放大器

现在可以计算出交叉频率，从而确认在交叉频率下放置了一个电极（由于 Cf 和 Rf的合并），以提供足够的相位裕度。由于功率级随着与其关联的 90 度相位滞后有一个单极响应，因此极点的放置决定了相位裕度的大小。如果在交叉频率下放置误差放大器极点，那么环路的总体增益具有一个 45 度的相位裕度。功率级增益可由下式得出：

电压环路增益 (TV) 为功率级增益和误差放大器增益的乘积。为了得出交叉频率，应对 f 求解，并设为 1。

误差放大器增益为：

那么交叉频率大约为 11 Hz，从而可以计算出电阻 Rf，以在 f 上放置极点。

最后，电阻器 RD (10 kΩ) 将 dc 输出电压设置为 410 V。

4.8 OVP/ENABLE

输出电压高于 450 V 则被定义为过压状态。为了避免出现 OVP，450V 情况下的比较器所需的分压器为：

将分压器中的下层电阻器设定为 33 kΩ，顶层的电阻器则为 2 MΩ，两个 1MΩ 的电阻器串联放置，以降低电压应力。一个 10nF 的电容器与 33kΩ 的电阻器并联放置，以进行噪声过滤。

借助该分压器，转换器在 76 VRMS 时开始启动，这就实现了在大大低于低线压情况下的启动。

5 实验结果

示例转换器是构建用来展示电路性能的。该电路性能良好，并在全线压和负载范围内进行了测试。

图 14 显示了 ZVT 与一个传统的升压转换器的效率数据，其是通过简单移除一些 ZVT 组件得到的。为了稳定功率半导体的温度，传统电路需要一个风扇进行降温。从该数据中可以看出，低线压情况下，ZVT 电路比传统转换器更具优势。在更高线电压情况下，直到两个功率级达到高线压时，优势才有所减少。这与其他报告数据 [4、13] 相吻合，也是可以理解的。在低线压情况下，更高的输入电流会导致传统转换器中更多的开关损耗，而 ZVT 转换器的开关损耗并不会增加（低线压情况下两种转换器的传导损耗均会增加）。

图 14 效率数据

图 15 显示了 ZVT 和主开关栅极驱动，以及主开关漏-源电压。ZVT 栅极驱动在主开关之前走高，同时主开关开启前将漏极电压驱动至零。此外，还应该注意到，漏-源电压波形图非常清晰，没有过冲或振铃，这就减少了器件上的 EMI 和电压应力。图 16 显示了 ZVT 电路波形图。顶层迹线显示了 Lr 中的电流。该波形得到很好的抑制，峰值电流大约为 6A。图 17 显示了电流合成器波形图。顶层波形图为再现 CI 波形图，底层的波形图为电感电流。两个波形图显示出较好的一致性。再现图与实际波形图之间的任何误差在高线压情况下都为最大，并且一般都是由合成器电路中一些微小的失调电压误差引起的。