首页 > 电子设计 > 电源技术 > 电源技术 > 用于高亮度LED控制的迟滞型转换器设计

用于高亮度LED控制的迟滞型转换器设计

录入：edatop.com 点击：

迟滞型转换器被广泛用于驱动新兴照明应用中的LED。这种转换器非常容易使用，其拓扑结构也相当稳定，因此已经成为高效感应式开关稳压器解决方案的首选。这种简单拓扑可以用在许多不同配置中，有时甚至可以超越它们的一般使用范围。不过仍有不少问题需要解决，而理解这种转换器的局限性也有助于提高系统性能。

本文将通过不同电路配置实例详细介绍这种转换器的拓扑结构，并讨论一些内在的问题及这些问题对某些特殊应用的影响。

拓扑结构

迟滞型转换器实际上采用的是一种开关(on-off)拓扑结构。它可以用在降压、升压或降压-升压配置中，而它的超强稳定性使它最适合用于降压型LED驱动应用，因为迟滞型转换器可以在一个振荡周期内稳定下来，而像PWM控制器通常需要数十个周期才能稳定下来。迟滞型转换器的特性体现在控制机制、精度、频率、占空比和传播时延等方面。

参考图1，控制是基于预先确定滞后电压的比较器而实现的。LED中的电流通常用电阻(Rsense)测量，其数值一般在比较器设定的上下门限值之间变化。门限值的设置要在测量精度/抗噪声性能和效率之间取得平衡。典型的滞后电压在50mV到250mV之间。

图1：迟滞型降压转换器。

振荡频率则取决于许多因素，其中电感选择是最重要的。迟滞型转换器的关键特点之一是：它们是自振荡的。这意味着频率将随输入电压、LED电流和要驱动的LED数量的变化而变化。然而，这种转换器经常运行在连续模式，这意味着电感永远不会饱和，也不会完全耗尽电流。这种固有的稳定性意味着迟滞型转换器可以工作在很宽的电压范围，不需要用外部元件进行补偿。就像许多PWM拓扑一样，这种转换器对占空比范围也没有限制。

然而，占空比确实会影响精度。占空比主要受制于输入电压和输出电压的比值，而输入输出电压比又取决于给定输入电压所驱动的LED数量。例如30V的高输入电压驱动单个3V LED的情况，此时的占空比是10%。而30V电压驱动9个3V LED(27V正向电压)时的占空比为90%。第二种情况会有较高的效率。这两种特例都存在这样的问题，即LED电流是从50%占空比的滞后(纹波)检测电压平均得到的，近似于三角关系。在这种极限占空比情况下，传播时延和过冲等因素会导致电流与要求值产生偏差，如图2所示。当占空比小于20%或大于80%时，通常不太可能做到严格的电流控制。

图2：在使用迟滞型降压DC/DC转换器调光LED时需要考虑的精度因素。

传播时延和上升时间也会影响转换器工作的最大频率、精度和自散热效果。随着频率的上升，转换损耗将超过直流损耗而成为开关元件功率损耗的主要部分，对任何开关型拓扑来说这都是必然的。

[p]

采用PWM调光LED时的精度考虑

为了避免改变LED颜色，并提供宽亮度范围的调光，PWM是用于LED调光的首选方法。然而，要想使用感应式迟滞型转换器，并在整个分辨率范围内保持较高的精度，有许多因素需要加以考虑。

简化的白色LED驱动电路如图1所示。在这种转换器中，不需要使用输出滤波电容，LED是与电感串联在一起的。这种电路在启动速度和成本方面具有优势。然而，由于缺少输出电容，能量只能被储存在电感中。在调光时，所有能量必须在切断周期内泄放掉，并在导通周期内存储起来。

图3a代表LED中的电流。当施加供电电压时，内部MOSFET开关导通，流经检测电阻、LED、电感和开关的电流从零向上限值I(SUB/)UP(/SUB)跃升。当电流达到上限值时，电流又开始向下限I(SUB/)LO(/SUB)下降，到达下限值后再向I(SUB/)UP(/SUB)跃升。上下门限值取决于检测电阻和内部参考电压。

图3a&3b：PWM调光。

图3b所示的PWM波形是用于控制LED亮度的8位信号的最高位。对于理想的调光电路来说，将PWM信号驱动到高将导致电路立即起振，此时平均值等于I(SUB/)AVG(/SUB)，当PWM信号驱动到低时电流立即降低到零。图3a中的曲线表明，有两大因素会导致输出电流误差，如图中阴影区指示的那样。在初始上升(蓝色阴影)期间电流应等于I(SUB/)AVG(/SUB)，因为这段时间的平均电流很低。同样，在最后的下降期间电流应等于0，但绿色阴影区表明事实不是这样。如果LED电流的占空比等于50%，那么上升/下降摆率是相同的，这两个误差也不会存在，但实际占空比经常不是50%。如果在PWM导通周期内转换器执行许多次振荡，那么这些误差效应将可以忽略。

在较高PWM占空比时，由于LED响应和人眼的原因，一些小误差可能觉察不出来，但在非常低的PWM占空比时，误差就变得非常突出。图4和图5给出了低PWM占空比时，输出电流精度随PWM与转换器振荡频率比值的变化。图中的每根线代表了不同的转换器振荡频率，PWM频率是100Hz，x轴代表PWM占空比，y轴代表平均输出电流在位分辨率方面的误差。

图4：输出电流误差：8位分辨率，100Hz PWM。

图5：输出电流误差：12位分辨率，200Hz PWM。

就拿使用48V电压供电并通过100μH电感驱动3.5W白色LED的ZXLD1362 LED驱动器为例。如果是200Hz的PWM调光到10位分辨率，那么输出电流精度如表1所示。

表1：PWM频率和分辨率对输出电流精度的影响。

当PWM调光迟滞型转换器时，PWM频率与转换器频率之比决定了低输出电流的精度。为了得到最高的精度，建议这个比值要远大于调光步数，也就是说，一个PWM位的周期时长应远大于一个转换器的周期时长。经验表明，对于n位的调光，LED迟滞开关频率应大于PWM频率的2n倍，最好是大于2(n+2)倍。关键的折衷措施之一是避免低频PWM调光和所需精度带来的频闪效应，特别是在低亮度状态或PWM频率相对转换器开关频率增加时。

提高PWM调光精度的方法之一是在LED上使用旁路元件，例如图6所示的PMOS管。通过这种方式，电感电流将一直流动，从而消除上升和下降误差，提高精度，不过效率有所降低。

图6：使用旁路PMOS实现PWM调光。

通过调整输入电压进行直流调光

直流调光通常很少用于控制高亮度LED，这是由于LED色温变化的原因。白色LED是从蓝色LED激发的磷物质产生颜色的，在这种情况下其颜色受LED电流的影响很小。对于建筑和氛围照明来说颜色再现可能不太重要，即使颜色随着亮度减少而稍微有些变化。在任何情况下，白色LED在调光时的颜色变化程度都远小于同样调光白炽灯时的颜色变化。

许多开关控制器没有很好的调光范围，通常从最大值的最大降幅为10:1。因为眼睛的响应曲线呈对数方式，因此电流的10:1调光变化不会产生令人满意的亮度降低效果，看起来只是达到最高亮度的一半。图7所示电路给出的方法充分利用了迟滞拓扑的简单性、内在稳定性和灵活性，可产生约50:1的直流调光范围。

图7：用于高效直流输入电压调光控制的电路。

在某些建筑应用中，通过降低输入电压进行调光极具优势。只需一个电阻串联一个LED的简单电路就能达到理想的效果，但如果用12V电压驱动5W LED，那么在最大亮度时电阻上的功耗约为10W。图7所示电路可以产生理想的效果，即随着两个输入端上电压的降低，电流将有效地降低，且同时仍能保持对电流的控制。

转换器通过保持Vin和Isense端之间平均100mV的电压来控制电流。在该位置正常只有一个电阻。电流调整程度可以通过过驱或欠驱ADJ引脚而改变。将ADJ引脚与P沟道MOSFET连接就能使该电路工作。这个MOSFET有很小的信号内阻，将增加Vin和Isense端子之间的正常固定电阻。在低电压时，MOSFET的RDS(导通)主导有效电阻。在较高电压时，通过提高ADJ引脚电压即可提升总的电流，从而最大化动态范围。

不同MOSFET器件的RDS(导通)有约20%的差异。实际应用中总的检测电阻变化约为10%，这意味着用相同降幅的电压驱动的不同灯之间存在差异。LED在亮度与电流特性方面也有变化。RDS(导通)变化的影响程度取决于它占总检测电阻的比例。

在较低电流时工作频率会上升，从而导致效率下降，但这个问题不严重，因为LED功率很低。这种方式可以实现平滑得多的调光控制，而且除了正常装配在LED灯上的两个标准引脚外没有其它要求。

对检测电阻的两个值测量的结果如图8所示，电路见图7。

图8：图7电路中LED电流与输入电压的关系。

[p]

共阳极连接

对于降压LED控制器来说，最好使用高侧电流检测方式，此时LED位于电流检测电阻和电感之后。迟滞转换器的简单特性提供了共阳极的LED驱动方案。

这种共阳极电路见图9，它将LED的正极直接连到电源上。LED串仍与检测电阻(Rsense)和电感串联在一起，因此仍可确保迟滞型转换器正常工作。共阳极的称呼通常指的是单个LED(或并联LED组)的配置，但这个概念可以扩展到串联LED或共享同一V+电压轨的多个LED链。

图9：共阳极拓扑。

这种配置主要在电路性能方面具有不少优势，而且在安装便利性和系统中器件数量方面也有明显优势。从性能角度看，这种电路与标准降压拓扑相比在负载调整率方面有所改进。而且这种电路的开关频率较低，从而减少了开关的功率损耗，提高了效率。对多LED链系统来说热管理也更简单了，因为所有正极都接在一个散热器上，具有相同的电位，如图10所示。最后，由于输入端的电压变化幅度变小了，共阳极配置还允许使用更小的输入电容。