基于ZETA拓扑结构的DC/DC转换器的优势及其设计

同SEPIC DC/DC转换器拓扑结构类似，ZETA转换器拓扑通过一个在输出电压上下范围变化的输入电压提供正输出电压。ZETA转换器也需要两个电感和一个串联电容器（有时称飞跨电容）。SEPIC转换器使用一个标准升压转换器进行配置，ZETA转换器则不同，它通过一个驱动高端PMOS FET的降压转换器进行配置。ZETA转换器是对不稳定输入电源进行调节的另一种方法，它就像一个低成本墙式电源。我们可以使用一个耦合电感来最小化电路板空间。本文将介绍如何设计一个运行在连续导电模式(CCM)下带耦合电感的ZETA转换器。

基本工作原理

图1显示了ZETA转换器的简单电路图，其由一个输入电容C_IN、一个输出电容C_OUT、耦合电感L1a和L1b、一个AC耦合电容C_C、一个功率PMOS FET 即Q1，以及一个二极管D1组成。图2显示了Q1为开启状态和Q1为关闭状态时，在CCM下运行的转换器。

图1:ZETA 转换器的简单电路图

若想要知道各个电路节点的电压，在两个开关都为关闭状态且无开关操作时对DC条件下的电路进行分析很重要。电容C_C与C_OUT并联，因此在稳态CCM期间 C_C被充电至输出电压V_OUT。图2显示了CCM运行期间L1a和L1b的电压。

图2:CCM运行期间的ZETA转换器

Q1关闭时，L1b的电压必须为V_OUT，因为其与C_OUT并联。由于C_OUT被充电至V_OUT，因此Q1关闭时Q1的电压为V_IN + V_OUT；这样一来， L1a的电压便为相对于Q1漏极的–V_OUT。Q1 开启时，充电至V_OUT的电容C_C与L1b串联；因此L1b的电压为+V_IN，而二极管D1的电压则为V_IN+V_OUT。

图3显示了通过各种电路组件的电流。Q1开启时，输入电源的能量被存储在L1a、L1b和C_C中。L1b还提供I_OUT。Q1关闭时，C_C持续为L1a提供电流，而L1b再次提供I_OUT。

图3:CCM期间ZETA转换器的分量电流

点击下一页：占空比

[p]

占空比

假设100%效率占空比D，用于CCM运行的ZETA转换器，其为：

它还可以被重写为：

D_max出现在V_IN(min)，而D_min出现在V_IN(max)。

选择无源组件

设计任何PWM开关调节器的首要步骤之一便是决定允许多少电感纹波电流ΔI_L(PP)。过多会增加EMI，而过少又会导致不稳定的PWM运行。一般原则是给K分配一个介于 0.2和0.4平均输入电流之间的值。理想纹波电流的计算如下：

在理想紧密型耦合电感中，每个电感的单芯上都有相同的绕组数，这时耦合迫使纹波电流在两个耦合电感之间等分。在现实耦合电感中，电感并没有相等的电感，并且纹波电流也不会完全相等。无论如何，在理想纹波电流值的情况下，如果存在两个单独的电感，则我们将耦合电感中要求的电感估算为实际需要的一半，如方程式4所示：

为了能够承受负载瞬态，在高端电感中，耦合电感的饱和电流额定值需至少为稳态峰值电流的1.2倍，其计算方法如方程式5所示：

请注意，I_L1b(PK) = I_OUT +ΔI_L/2，其小于I_L1a(PK)。

与降压转换器一样，ZETA转换器的输出有非常低的纹波。方程式6计算了完全由电容值引起的输出纹波电压部分：

其中 f_SW(min)为最小开关频率。方程式7计算了完全由输出电容ESR引起的输出纹波电压部分：

请注意，这两个纹波电压部分均被相移，且不直接相加。就低ESR（例如：陶瓷电容）电容而言，可以忽略ESR部分电压。要想满足应用的负载瞬态要求，最小电容限制是必需的。

输出电容必须有一个大于电容RMS电流的RMS电流额定值，其计算方法如方程式8：

输入电容和耦合电容吸取和下拉的电流电平相同，但开关周期相反。与降压转换器类似，输入电容和耦合电容都需要RMS电流额定值，

方程式10a和10b计算了完全由各自电容器电容值引起的输出纹波电压部分：

方程式11a和11b计算了完全由各自电容器ESR值引起的输出纹波电压部分：

此外，两个纹波电压组成部分均被相移，且不直接相加；同时，就低ESR电容器而言，ESR电压部分再次可以被忽略。典型的纹波值小于输入电容输入电压的0.05倍，也小于耦合电容输出电压的0.02倍。

点击下一页：选择有源组件

[p]

选择有源组件

我们必须谨慎选择功率MOSFET，以便它可以处理峰值电压和电流，同时最小化功耗。功率FET的电流额定值可以决定ZETA转换器的最大输出电流。

如图3所示，Q1承受了V_IN(max) + V_OUT的最大电压。Q1的峰值电流额定值必须为

在相关环境温度下，FET功耗额定值必须大于传导损耗（FET_rDS(on)的函数）和开关损耗（FET栅极电荷的函数）的和，计算方法如方程式13所示：

其中，Q_GD为栅极到漏极电荷，Q_G为FET的总栅极电荷，I_Gate为最大驱动电流，而V_Gate为控制器的最大栅极驱动。Q1的RMS电流为：

输出二极管必须要能够处理与Q1相同的峰值电流，即I_Q1(PK)。该二极管还必须能够承受大于Q1最大电压（V_IN(max) + V_OUT）的反向电压，以处理瞬态和振铃问题。由于平均二极管电流为输出电流，因此二极管的封封装必须要能够驱散高达 I_OUT×V_FWD的功率，其中V_FWD为肖特基二极管I_OUT的正向电压。

点击下一页：环路设计

[p]

环路设计

ZETA转换器是一种具有多个实复极频和零频的四阶转换器。与SEPIC转换器不同，ZETA转换器没有右半面零点，并且更容易获得补偿，以使用更小的输出电容值达到更大环路带宽和更好负载瞬态结果。参考文献1提供一个基于状态空间平均法的较好数学模型。该模型将电感DC电阻(DCR)排除在外，但却包括了电容ESR。尽管参考文献1中的转换器使用陶瓷电容，但就后面的设计举例而言，电感DCR代替了电容ESR，这样模型便可以更加紧密地匹配测得值。开环路增益带宽（即利用一个可接收的典型45°相位余量让增益穿过零频的频率），应该大于L1b和C_C的谐振频率，这样反馈环路便可以在该谐振频率下利用基频阻尼输出端出现的非正弦纹波。

设计举例

就本例而言，诸多要求都是针对一个η= 0.9峰值效率的12-V、1-W电源。负载为稳态，因此几乎看不到负载瞬态。2-A输入电源为9到15V。我们选择了异步电压模式控制器即TI TPS40200，其工作在340和460kHz之间的开关频率下。输入端和快速电容器的最大允许纹波分别为彼此交叉最大电压的1%。最大输出纹波为25 mV，而最大环境温度为55℃。由于 EMI并不是问题，通过使用最小输入电压，我们选择了具有更低电感值的电感。表1概括了前面介绍的一些设计计算方法。我们忽略了方程式7到9以及方程式11，因为使用了高RMS电流额定值的低ESR陶瓷电容。

表1:举例ZETA转换器设计计算

图4显示的是示意图，而图5则显示了ZETA转换器的效率。在下一页，图6显示了转换器在深度CCM下的运行情况，而图7则显示了环路响应。

图4:1A电流时9V到15V V_IN和12-V V_OUT的ZETA转换器设计

图5:举例ZETA转换器设计的效率

图6:V_IN=9V且I_OUT=1A时的运行情况

图7:V_IN=9V和15V且I_OUT=1A时的环路响应

结论

像SEPIC转换器一样，ZETA转换器是另一种转换器拓扑结构，其通过一个在输出电压上下范围变化的输入电压来提供稳定的输出电压。相比SEPIC转换器，ZETA转换器的好处包括更低的输出电压纹波，以及更简单的补偿。缺点是要求更高的输入电压纹波、更大容量的飞跨电容以及一个能够驱动高端PMOS的降压转换器（例如：TPS40200等）。

作者：Jeff Falin

德州仪器 (TI) 高级应用工程师