基于TDA4863-2的单级PFC反激LED电源设计与仿真

LED是一个非线性器件，正向电压的微小变化会引起电流的巨大变化；LED是一个半导体二极管，其伏安特性随温度变化而变化(-2mV/℃),假如温度升高，在恒压驱动下LED的电流会增加。长期超过额定电流工作，会大大缩短LED的使用寿命。而LED恒流主要目的是当输入或输出电压变化时，确保其工作电流不变。为了保证LED产品的优势，针对不同功率段的LED电源，必须选择合适的拓扑结构使LED驱动电源达到高效率，高可靠性，满足安规，EMI相关标准及低成本要求。对于15W-90W中小功率LED驱动电源通常选用结构简单的反激式拓扑。根据EN61000-3-2的C类标准，所有照明产品必须达到其要求，使得单级PFC反激架构在LED照明市场得到了迅速发展，由于其功率转换效率高系统成本低，体积小在LED照明领域获得了广泛的应用。

1 工作原理分析与设计

1．1 TDA4863-2芯片简介

TDA4863-2是英飞凌半导体公司(Infineon)推出的一款功率因数校正(PFC)控制器^[1]。它工作于准谐振模式，功率因素可以达到接近1,启动电流小，内部集成图腾柱可以驱动大电流MOSFET。TDA4863-2嵌入了电流总谐波失真(THD)优化电路，在全电压输入条件下也可以有效控制AC输入电流的交越失真和误差放大器的输出纹波失真，从而提高功率因数，降低输入电流总谐波失真。该芯片主要应用于前级PFC校正电路，本文中将其应用于单级PFC反激架构。

1．2 基于TDA4863-2单级反激LED驱动电源设计与原理分析

TDA4863-2的单级PFC反激电源原理图如图1所示，交流电压经过EMI和整流单元后流入电容C1，电容C1的容量可以选择很小的金属化薄膜电容，使得C1两端的电压100Hz/120Hz波形(取决于输入电压频率)，该电压可近似表示为：

　　

其中θ=ωt， V_PK为输入电压与2的平方根乘积。

图1：临界模式单级PFC反激式电路结构图

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该电压经过R5,R6电阻分压后流入IC的MULT脚，该电压与COMP脚的信号的乘积为内部乘法器的输出信号Vref。乘法器输出的信号也是经增益系数变换后的全波整流正弦半波(误差信号)，而且被用作输入电流的参考。

　　

在开关管导通时刻，初级绕组NP中的电感电流IPKP线性上升，CS引脚检测R19电阻电压，当R19两端电压Vs上升到Vs=Vref时，此时R19两端电压Vs=IPKP*R19，GD输出低电平信号，使开关管Q4关断，则

　　

在图2中的波形，Vref是乘法器输出信号，该信号被送到内部比较器同相输入端，负相输入端则连接到CS端，当GD输出高电压时，MOSFET导通，电感电流斜升，直到信号达到Vref的电平。在此点上，内部逻辑电路会改变状态并使GD输出低电平，断开MOSFET，电流斜降直到降为零。ZCD零电流检测电路则测量辅助绕组(Nb)两端的电压,当它的电压降到ZCD阈值1.5V时，在此刻，GD输出高电平信号，电流再次斜升.

　　

由图2可以看出，初级电感电流是三角波变化，峰值电流包络为正弦波，整流桥后的电流是整个开关周期的每个三角波的平均值，则其大小表示为^[2]：

设K=V_pk/VR，D为占空比，VR为反射电压=匝比(N)*(V_out+V_F)

　　

由式(3)得知，当K为0时，Iin(wt)为正弦波，但随着K的增大，Iin(wt)偏离正弦波越严重。反激拓扑即使在理想情况也不可能使功率因素为1，由于K为0，那么反射电压VR则需要为无穷大。也可以从式(3)得知，若要得到更高的功率因素，则需要更高的反射电压VR，即增加变压器匝数比N=NP/NS，但由于MOSFET的应力问题VR的设计需要适中,使MOSFET的额定电压必须高于VDS电压。本设计中匝比n=3.8,反射电压约为190V，故选择800V的MOSFET。

图2：临界模式变压器中的初级电流变化

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2. 恒流反馈分析

　　

本设计中的恒流反馈区别于常见的恒流反馈，如图4所示。此反馈设计相比传统使用CV/CC IC设计的恒流反馈电路有以下优点，其一减少元件器个数降低BOM的成本，其二反馈响应时间快无过冲，其三此设计具有短路保护功能，在输入300VAC时，若输出短路，测得输入功率小于1.8W，波形如图3所示。次级绕组电流升高，电流互感器检测此电流高于预设定值时，CT1的Vo端输出高电平送到IC的INV脚，MOSFET关断(见图3)。其工作原理是使用一个电流互感器检测二次测绕组的三角波电流，经过整流滤波后送到TDA4863-2的INV引脚进行精确的电流控制。

图3：300Vac输入时输出短路保护波形

图4：输出整流滤波和恒流反馈电路

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3. 电流互感器设计

　　

根据电流互感器特点，一般选择高 材料的磁芯，使激磁电流尽量小。原边通常选择1匝方便作业，Ns增加，电流互感器误差减小，取样电阻的损耗也减小，但随着Ns地增加，成本也会增加。

已知条件： Vo=2.5V IP=1A

设：N_P=1T Ro=250欧

根据公式NS=I_P*N_P/I_S I_s=Vo/Ro

计算得：Ns=100T

4.实验测试及仿真数据

　　

本设计中的输入从85Vac到300Vac,输出功率约48W，工作电压约为48V，输出电流约1A。在标准负载条件下，如图5所示可以看出两者之间是非常近似，且输入的电流波形是基本呈正弦波。从图6看到该电源从85V到300V输入均获得较高的功率因素且较低的THD以及很高的效率，电流精度误差小于+/-5%。输入电压越低，PF越高，THD越小，与式5理论分析吻合，可以看出越低的输入电压，Iinθ越接近正弦,THD越小，PF就越高。

　

图5：300Vac输入的电源仿真及实验测得波形图　

　　

图6：85VAC-300VAC电压输入的电源输出特性

5.结语

　　

本文介绍了基于TDA4863-2为核心的单级PFC反激架构LED驱动电源，并对其工作原理及如何实现功率因素进行了理论分析，并且以图1的原理图创建了一个基于SIMetrix/SIMPLIS仿真平台的模型进行了系统仿真。该电源电路结构简单，通过样机实验及仿真分析，验证了该方案在85Vac-300Vac输入电压范围内，具有高功率因素、高效率、低THD以及良好的线性调整率和负载调整率，可以很好地满足EN61000-3-2的电流谐波分量等技术要求.

参考文献

[1]Infineon PFC controller TDA4863-2, http://www.infineon.com 2003

[2] T. F. Pan, H. J. Chiu, S. J. Cheng, and S. Y. Chyng, “An improved single-stage Flyback PFC converter for high luminance lighting LED lamps,” The 8th International Conference on Electronic Measurement and Instruments, vol. 4, pp. 185 - 215. Aug. 2007.

作者：梁晓军，英飞凌科技(中国)有限公司